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用于把差分模拟输入信号转换为数字信号的ΔΣ-转换器

阅读：397发布：2021-02-24

IPRDB可以提供用于把差分模拟输入信号转换为数字信号的ΔΣ-转换器专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本实用新型涉及一种用于把差分模拟输入信号转换为数字信号的Δ∑-转换器。所希望解决的技术问题是：有效地抑制由于Δ∑-转换器(ADC)的比较器引起的量化误差。在此，希望电流消耗最小化。根据本实用新型，差分放大器的输出端分别与积分过滤器和/或分别与电容器连接。每个积分过滤器的输出端和/或每个电容器的输出端与比较器连接。比较器的输出端与积分数字过滤器和/或上/下计数器连接，所述上/下计数器以预定的和/或编程的时间间隔至少暂时地基于比较器的输出使其计数结果增量或减量。所述积分数字过滤器的输出和/或上/下计数器的输出端与可控电阻相连接。数字过滤器的输出直接和/或在通过另一个数字过滤器过滤之后用作Δ∑-转换器的输出值。，下面是用于把差分模拟输入信号转换为数字信号的ΔΣ-转换器专利的具体信息内容。

权利要求

1.一种用于把差分模拟输入信号转换为数字信号的Δ∑-转换器，包括差分放大器级，其特征在于，-该差分放大器级具有参考电源(Iref)，

-该差分放大器级具有电阻(RM1～RMn)，

-其中，该电阻(RM1～RMn)具有能控制的抽头，所述抽头与所述参考电源(Iref)连接，以及-其中，所述电阻(RM1～RMn)的一个接头与第一晶体管(T1)连接，其中，所述电阻(RM1～RMn)的另一个接头与第二晶体管(T2)连接，以及-其中，第一晶体管(T1)的控制电极以及第二晶体管(T2)的控制电极形成差分输入，以及-其中，每个晶体管(T1、T2)以其第三接头与工作电阻(R1、R2、C1、C2、IW1、IW2)连接，其中，工作电阻可以是差分工作电阻，-其中，差分放大器的输出端分别与积分过滤器和/或分别与电容器连接，以及-其中，每个积分过滤器的输出端和/或每个电容器的输出端与比较器连接，以及-其中，比较器的输出端与积分数字过滤器和/或上/下计数器连接，所述上/下计数器以预定的和/或编程的时间间隔至少暂时地基于比较器的输出使其计数结果增量或减量，以及-其中，所述积分数字过滤器的输出和/或上/下计数器的输出端与可控电阻相连接，以及-其中，数字过滤器的输出直接和/或在通过另一个数字过滤器过滤之后用作Δ∑-转换器的输出值。

2.根据权利要求1所述的Δ∑-转换器，其特征在于，

-其中，可控电阻包括模拟1:(n-1)乘法器或模拟1:n乘法器、或模拟1:(n+1)乘法器(MUX)，所述乘法器以单个的、表现为可控电阻的抽头的输出端与所述参考电源(Iref)连接，以及-其中，可控电阻包括由n个电阻(RM1～RMn)组成的电阻链，以及-其中，在n个电阻(RM1～RMn)的每两个之间的(n-1)个节点中的每一个与模拟乘法器(MUX)的输入端/输出端连接，以及-其中，在1:n乘法器(MUX)的情况下，由电阻(RM1～RMn)组成的电阻链的末端或开端额外地与乘法器(MUX)连接，以及-其中，在1:(n+1)乘法器(MUX)的情况下，由电阻(RM1～RMn)组成的电阻链的末端和开端额外地与乘法器(MUX)连接，以及-其中，由电阻(RM1～RMn)组成的电阻链的开端与至少一个第一晶体管(T1)连接，以及-由电阻(RM1～RMn)组成的电阻链的末端与至少一个第二晶体管(T2)连接。

3.根据权利要求1所述的Δ∑-转换器，其特征在于，

-所述Δ∑-转换器具有控制输入，借助于所述控制输入能够禁止或允许通过数字积分过滤器的积分和/或通过上/下计数器的上计数或下计数。

说明书全文

用于把差分模拟输入信号转换为数字信号的Δ∑-转换器

[0001] 本申请是申请号为201390000870.8的专利申请的分案申请，原申请的申请日为2013年10月21日，发明名称为“用于运行被动式红外检测器的装置”。

技术领域

[0002] 本实用新型涉及一种用于把差分模拟输入信号转换为数字信号的Δ∑-转换器。

背景技术

[0003] 已知多种不同的用于测量红外线辐射的方法。主要的检测器原理是使用被动式红外检测器(PIR-检测器)。

[0004] 这些被动式红外检测器的特点是制造简单且价廉。这种PIR-检测器是双极的，且可以在等效电路图中通过电源代表，所述电源基于辐射的改变、和随之的温度改变来提供电流IPIR并与电容CPIR并联(也参见图1)。

[0005] 目前在分析PIR-检测器的信号时，出现了多个问题：

[0006] 一方面由于自充电出现了PIR-检测器的工作点的位移。另一方面，电源IPIR通常在内电阻相对较大时仅提供极小的电流。在图1中示出该内电阻RPIR。这些边界条件导致了对大的动态范围的要求以及对随后的放大器电路和模数转换电路(分析处理电路)来说极高的内电阻。

[0007] 然而由于最佳分析处理电路的内电阻很高，所以一次产生的电荷不再能流出。这会导致，电路偏离分析处理电路的工作范围，因为该电路过载。实用新型内容

[0008] 本实用新型的目的在于，有效地抑制由于Δ∑-转换器的比较器引起的量化误差。

[0009] 根据本实用新型提出了一种用于把差分模拟输入信号转换为数字信号的Δ∑-转换器，包括差分放大器级，其中

[0010] -该差分放大器级具有参考电源，

[0011] -该差分放大器级具有电阻，

[0012] -其中，该电阻具有能控制的抽头，所述抽头与所述参考电源连接，以及[0013] -其中，所述电阻的一个接头与第一晶体管连接，其中，所述电阻的另一个接头与第二晶体管连接，以及

[0014] -其中，第一晶体管的控制电极以及第二晶体管的控制电极形成差分输入，以及[0015] -其中，每个晶体管以其第三接头与工作电阻连接，其中，工作电阻可以是差分工作电阻，

[0016] -其中，差分放大器的输出端分别与积分过滤器和/或分别与电容器连接，以及[0017] -其中，每个积分过滤器的输出端和/或每个电容器的输出端与比较器连接，以及[0018] -其中，比较器的输出端与积分数字过滤器和/或上/下计数器连接，所述上/下计数器以预定的和/或编程的时间间隔至少暂时地基于比较器的输出使其计数结果增量或减量，以及

[0019] -其中，所述积分数字过滤器的输出和/或上/下计数器的输出端与可控电阻相连接，以及

[0020] -其中，数字过滤器的输出直接和/或在通过另一个数字过滤器过滤之后用作Δ∑-转换器的输出值。

[0021] 根据一种优选实施方式，可控电阻包括模拟1:(n-1)乘法器或模拟1:n乘法器、或模拟1:(n+1)乘法器(MUX)，所述乘法器以单个的、表现为可控电阻的抽头的输出端与所述参考电源连接，以及

[0022] -其中，可控电阻包括由n个电阻组成的电阻链，以及

[0023] -其中，在n个电阻的每两个之间的(n-1)个节点中的每一个与模拟乘法器的输入端/输出端连接，以及

[0024] -其中，在1:n乘法器的情况下，由电阻组成的电阻链的末端或开端额外地与乘法器连接，以及

[0025] -其中，在1:(n+1)乘法器的情况下，由电阻组成的电阻链的末端和开端额外地与乘法器连接，以及

[0026] -其中，由电阻组成的电阻链的开端与至少一个第一晶体管连接，以及[0027] -由电阻组成的电阻链的末端与至少一个第二晶体管连接。

[0028] 根据一种优选实施方式，所述Δ∑-转换器具有控制输入，借助于所述控制输入能够禁止或允许通过数字积分过滤器的积分和/或通过上/下计数器的上计数或下计数。

[0029] 图1中示出了根据本实用新型的系统。被动式红外检测器(PIR)以其两个连接导线与放电网络RG连接。该放电网络又与模数转换器(ADC)连接。模数转换器的输出端通过具有第一总线带宽的第一总线(T)与数字过滤器(DF)连接，该数字过滤器的输出端Out的第二总线带宽典型地大于第一总线带宽。

[0030] 在研发出根据本实用新型的用于运行被动式红外检测器(PIR)的方法时认识到了：输入端的充电对系统的正确运行造成重要的阻碍原因。如随后仍将进一步解释的那样，根据本实用新型的Δ∑-转换器(ADC)很容易出现这种工作点漂移。然而，根据本实用新型的Δ∑-转换器(ADC)的这种提高的敏感性使得能够特别有效地抑制由于根据本实用新型的Δ∑-转换器(ADC)的比较器引起的量化误差。因此，根据本实用新型的Δ∑-转换器和借助于根据本实用新型的放电网络(RG)对被动式红外检测器的放电形成了一种具备创造性的单元。基于所述的对输入端错误充电的创造性的认识，可以以如下方式最简单地解决该问题：当检测器上的电压达到动态范围时，通过开关对输入节点放电。在这种情况下，可以在放电期间以及紧接在放电之后不对检测器上的电压进行评估。备选地，可以通过检测器接头之间的泄漏电阻进行或从接头向地电位(Rdis_1，Rdis_2)进行。该方案的主要缺点在于，信号连续衰减以及检测器的固有噪声。此外，不能以合理的花费实施低成本-CMOS技术中的吉欧姆电阻。在研究的范围内已知：通过PIR检测器(PIR)的电源的内电阻对第二输出端的放电并未得到令人满意的结果。已表明，泄漏电阻的电阻值应该大于1MOhm和/或优选大于10MOhm和/或优选大于100MOhm和/或优选大于1GOhm和/或优选大于10GOhm。在此，最佳泄漏值取决于相应的PIR检测器和相应的应用并应该视情况来匹配。对由于快速的温度变化(温度冲击)引起的大的电荷转移来说，需要不成比例地降低的泄漏电阻值，该泄漏电阻值几乎消除了待检测的信号。

[0031] 在此清楚的是：放电网络(RG)的泄漏电阻优选应该相等且尽可能对称(专业术语为“匹配”matchend)。在此，泄漏电阻也可以是更复杂的电路，该电路还承担了泄漏电阻的功能。在本实用新型的设计范围内有利地已知，泄漏电阻至少部分地构造为开关电容电路。利用这种电路可以相对简单地实现必要时所需的相对高电阻的泄漏电阻。对这种开关电容网络的运行来说特别有利的是，该网络利用非重叠的双相节拍运行。当然也可以使用单相和多相节拍，然而所述单相和多相节拍通常成本更高。

[0032] PIR检测器的可靠放电的要求与分析处理电路的尽可能高的输入电阻是矛盾的。因此，在本实用新型的框架内已知，合理的是，至少使被动式红外检测器的放电电阻的平均等效值与是否恰好借助于被动式红外检测器(PIR-Detektor)执行红外辐射电势的测量相关。在测量之前，放电电阻被切换至极高电阻状态(测量状态)。在结束测量之后，放电电阻被切换至比测量状态低欧姆的状态。

[0033] 备选地，可以进行荷电状态(检测器上的电压)测量并基于荷电状态对放电电阻的大小进行后调整。

[0034] 可以设想，其它运行条件同样要求切换。例如可以设想，通过开关以定义方式对PIR检测器进行放电。在这种模式下，放电电阻的高电阻切换同样会是有意义的。在极端情况下，测量状态可以表示放电电阻的完全脱耦。

[0035] 在此，如果开关电容网络用于实现放电电阻，则电阻值始终符合相应的开关电容网络的运行节拍的多个节拍上的平均值。一个重要的实用新型点在于：PIR检测器的放电电阻基于检测器系统的状态采取不同的值，其中至少应该实现测量状态和/或非测量/放电状态。

[0036] 根据本实用新型的Δ∑-转换器(ADC)包括差分放大器，其电源并非如常见的差分放大器那样在差分放大器的晶体管被对称驱动时对称地划分为两个支路，而是具有电流分配器来取代在差分放大器和运行电源的支路中用于晶体管的通常存在的公共的节点，该电流分配器根据外部控制值对电流进行不同的分配。在此可以假定，运行电源具有有限的内电阻。在此，也可以使用实际的电压源。在根据本实用新型的装置中通过电阻链实现电流分配器，所述电阻链的一端与差分放大器的一个晶体管连接，而另一端与差分放大器的另一个晶体管连接。乘法器在此基于外部控制值使运行电源与该电阻链的节点连接。电流分配器表现为数字控制的电位计，其抽头通过外部参数调节。

[0037] 由此为差分放大器的不同支路设定了不同的电流负反馈。在此，如此进行电流分配：晶体管的栅极－源极电压通过电流分配器的电阻上的电压降调节，使得通过两个支路的电流与运行电源的电流相当。晶体管的其它接头与工作电阻连接。已经证明特别有利的是，该工作电阻构造为真正的电源，这是因为在此情况下差动的工作电阻特别大、进而差动的放大特别大。

[0038] 可以与该工作电阻并联地连接电容，该电容对输出信号进行积分。同样可设想使用密勒电容。在根据本实用新型的Δ∑-转换器的情况下，该电容执行Δ∑-转换器的求和∑功能并进而通过在后连接的比较器消除量化误差。

[0039] 为了运行所述被动式红外检测器提供了如下方法：所述被动式红外检测器的每个输出端与所述差分放大器的相应配属的输入晶体管的控制输入端连接。在此，每一个所述输入晶体管的相应一个接头分别与可控的电流分配器的配属的电流分配器输出端连接。所述电流分配器基于控制输入把参考电源(Iref)的电流分配给电流分配器输出端。晶体管的其它接头分别与工作电阻、优选积分过滤器或电容(C1、C2)连接。工作电阻、电容和该积分过滤器的输出值在此通过至少一个比较器彼此比较。该比较器产生不可避免的量化误差，通过下文描述的反馈使该量化误差最小化。该比较器的比较器输出信号与积分数字过滤器连接，该积分数字过滤器除了所述电容之外还执行第二积分。分配运行电源的电流的所述电流分配器的控制输入端与积分数字过滤器的输出端连接。如果模拟式地控制所述电流分配器，则需要数模转换器(DAC)和/或信号格式转换器，所述转换器把积分数字过滤器的输出信号转换为合适的格式。然而在此处所述的例子中，这不是必须的，因为可以数字操控乘法器。

[0040] 在用于电流分配器的数字控制输入端与积分数字过滤器的数字输出端匹配时也可能需要类似的技术条件。

[0041] 除了该二相方案外，还可以使用分析处理电路的单相方案。在此，被动式红外检测器的输出端控制至少一个第二电源。该第二电源向第一节点(Sb)馈入电流。该第一节点(Sb)通过积分过滤器与比较器的输入端连接，该比较器使该第一节点(Sb)的信号电位与内电位相比较。该比较器的输出端再次与所述积分数字过滤器直接或间接连接，进而操控该积分数字过滤器。该积分数字过滤器的输出端在此控制数模转换器(DAC)。该数模转换器的输出端控制第一电源(I1)，该第一电源同样把其电流馈入第一节点(Sb)中。

[0042] 与前述方案不同，在该方案中，被动式红外检测器的一个接头与接地线连接，而另一个接头连接上述的分析处理电路上。这种电路同样适合用于分析热电堆。

[0043] 对这两种方法都有利的是，积分数字过滤器实现为向上/向下计数器，该计数器在测量阶段中以预定的或可编程的周期进行计数。计数方向在此优选通过比较器的输出端确定。该计数的步幅和进行计数的时间间隔可以是恒定的并被预先规定，也可以是可编程的。在一些应用情况中已证明的是，使计数的步幅与计数结果本身相关，以便避免上溢和下溢并进而避免整体的功能减弱。如果计数结果超过上临界值，则例如可以检测这一点且导致离开测量状态并激活检测器元件的放电状态。这一点尤其对于简单的变型方案是有意义的，因为其能够测量输入信号的绝对电位。积分数字过滤器的输出是测量值。

[0044] 然而在任意情况下仍有利的是，在使用测量值之前，在积分数字过滤器之后布置另外的数字过滤器(DF)。这样抑制了从极限频率起的量化误差。

[0045] 可以表明，在干扰频谱中当频率为0Hz时量化误差变为零，该量化误差对无限大的频率来说趋向于有限值。在此，该极限频率主要取决于所述的负荷电容(C1、C2)和电流分配器的电阻(RM)并可以进而很好地被调整。

[0046] 当然有意义的是，在信号处理器中可以执行所述方法的主要部分。仅输入阶段需要在特殊构造的电子装置中完成。这种装置能够执行上述方法。

附图说明

[0047] 图1是被动式红外检测器的根据本实用新型的装置的基本框图。

[0048] 图2是被动式红外检测器(PIR)的并非被要求保护的等效电路图。

[0049] 图3是图1的模数转换器(ADC)的一简单方案的示意图。

[0050] 图4是来自图1的模数转换器(ADC)的一简单方案的示意图。

[0051] 图5是可控的电流分配器的示意图。

[0052] 图6是来自图5的具有两个工作电阻(RL1、RL2)的差分级的示意图。

[0053] 图7是来自图6的差分级的示意图。

[0054] 图8是对应于图7的示意图。

[0055] 图9是图1的放电电路RG的或图1中的放电电阻(Rdis_1，Rdis_2)的可能的实现方案的示意图。

[0056] 图10是放电网络RG的另一个例子的示意图。

[0057] 图11是放电网络RG的另一个可能的实施方案的示意图。

[0058] 图12是根据图11的电路的示例性放电电阻特征曲线的示意图。

[0059] 附图标记列表

[0060]

[0061]

[0062]

[0063]

具体实施方式

[0064] 下面根据附图解释本实用新型。

[0065] 图1示出被动式红外检测器的根据本实用新型的装置的基本框图。该装置包括被动式红外检测器(PIR)组成，该被动式红外检测器与放电网络RG连接。该放电网络的任务是：克服对PIR检测器的充电并在不影响系统动态性能的情况下使PIR检测器保持在对随后的模数转换器有利的工作点。该模数转换器把放电网络的信号转换为具有第一总线宽度(比特数)的总线T上的第一数字信号。随后的数字过滤器(DF)对第一总线T上的信号进行滤波并通过输出总线(Out)发送具有较大分辨率的数据。因此，输出总线Out典型地具有比第一总线T更大的总线宽度。

[0066] 图2示出被动式红外检测器(PIR)的并非被要求保护的等效电路图，其中示出等效电源(IPIR)、寄生检测器电容(CPIR)和所属的损失电阻RPIR_C的串联电路、以及等效电源的内电阻(RPIR)。电源的内电阻(RPIR)与电源(IPIR)并联，一般该内电阻极高。因此，检测器的负荷过大会使输出电压崩溃。

[0067] 图3示出图1的模数转换器(ADC)的一简单方案。第一受控的电源(I1)(也称为另外的电源)通过反馈路径控制且馈入第一节点(Sb)。第二受控的电源(I2)(也称为电源)通过被动式红外检测器的输出控制且同样馈入第一节点(Sb)。两个电源电流之和给电容(C1b)充电，或者使其放电。如果调节电路稳定，则第二电源(I2)提供了与该第一电源(I1)的电流相比符号不同、但大小相同的电流。比较器(CPb)以其输入端与该电容器C1b)连接，并把在该电容器处的电压值、因此也是在第一节点(Sb)处的电压值与一内部的比较值进行比较。在该例子中，根据比较器(CPb)的输入是在比较器(CPb)的开关阈值之上还是之下，上/下计数器(Intb)以任一系统周期或者向上数一或者向下数一。例如，上/下计数器(Intb)的计数结果的6比特用于反馈。在该例子中，该6比特通过数模转换器(DAC)转换为模拟信号，该信号控制另外的电源(I1)。

[0068] 数字过滤器(DF)过滤上-下-计数器(Intb)的计数结果为输出信号(Out)，该输出信号被输出给数字过滤器DF的输出总线。

[0069] 图4同样示出了来自图1的模数转换器(ADC)的一简单方案。然而，取代可控的电源如此实现所述参考信号的来源，即上/下计数器(Intb)的计数结果(Val)在此控制由多个单电阻(未绘出)组成的级联电阻(RFB)上的抽头(INFB)。该抽头可以输入差分跨导放大器，该差分跨导放大器具有电流输出(CS)。该电流输出使相应电容器(C1、C2)充电和放电。在此在电容器(C1、C2)上存在的电压通过比较器(CP)彼此比较，该比较器又控制上/下计数器(Intb)。

[0070] 图5示出了作为根据本实用新型的差分级的一部分的可控的电流分配器，所述差分级由n个电阻RM1至RMn的电阻链组成，所述电阻一般来说不必相同。在该例子中，电阻链的n+1个抽头例如通过模拟乘法器(MUX)与运行电源(Iref)连接。模拟乘法器(MUX)的控制总线(Val)的总线宽度必须选择为足够用，并一般地应当大于以2为底n的对数。电流分配器、电源和晶体管(T1、T2)形成根据本实用新型的差分级。

[0071] 图6示出来自图5的具有两个工作电阻(RL1、RL2)的差分级。明显地，电流分配器电阻(RM1至RMn)导致用于差分放大器的两个支路的不同的电流负反馈。这些不同的电流负反馈通过控制信号(Val)调节。在该例子中，绘出了两个示例性的输出端(ON、OP)。

[0072] 图7示出了来自图6的差分级，其对应于图3的结构的一部分。在来自图6的工作电阻(RL1、RL2)处使用了工作电阻(R1、R2)和电容器(C1、C2)的并联电路。对应于图1和2，在接头IN和IP处连接被动式红外检测器(PIR)。

[0073] 图8对应于图7，二者的区别在于，电阻(R1、R2)被实际的电源(IW1、IW2)替代。这样做的优点是，其具有增大的差动电阻。在实现为集成的半导体电路时，该结构表现为对于寄生波动鲁棒的解决方案。该结构极其简单且因此仅需要很小电流。同时其还具有极高的输入电阻。因为源极引线通过电流分配器的负反馈遵循相应的栅极电压(以平均值)，所以栅极-源极电压不波动。因此，复杂的输入阻抗极高。栅极-源极电容基本不必再充电。模数转换器的量化噪声随着电阻RMi的数量n的增大而减小。之前所述的几点是本实用新型相对于现有技术的显著优点。

[0074] 图9示出图1的放电电路RG的或图1中的放电电阻(Rdis_1，Rdis_2)的可能的实现方案。该电阻必须具有相对较高的电阻值且一般地应该尽可能相等。在图8中示出的开关电容器实现方案与传输门电路一起工作，该传输门电路交替地借助于两个不重叠的节拍(φ1、φ2)之一切换。除了非重叠外，其中一个节拍与另一个节拍相反。存储器电容分别以节点附近的每个半节拍输送一定的电荷量。附图示出两个线路。所述线路分别错开半节拍工作。由此引起连续的电荷流出。如果切断所述节拍(尤其在测量阶段中优选是这种情况)，则不再有电流流动。如此形成的工作电阻是高电阻的。如果放电的节拍选择为与输入电压相关，则例如可以如此控制放电，即在较大的输入电压差下放电较大，而在较小的输入电压差下放电较小且在一可预定的范围内消失。

[0075] 图10示出了作为有源网络的放电网络RG的另一个例子。晶体管T3和T4基于IP和IN之间的输入电压差而传导地被切换。差分放大器在此形成了在其输入端OP和ON处的差值并基于该差值根据一预定的函数来打开晶体管T3和T4。因为晶体管的特征线不是直线，所以在IP和IN之间的输入电压的差值消失时，导致晶体管T3和T4的消失的电导。

[0076] 图11示出了放电网络RG的另一个可能的实施方案。第一电源把电流I的一半分别供给MOS二极管T9和T14。通过MOS二极管T14的电流通过T13减小。通过MOS二极管T9的电流通过T11减小。第二电源提供的电流的值一般地为第一电源的电流的值的80％。

[0077] 因为晶体管T11与MOS二极管T12一起形成了电流镜，晶体管T13与相同的MOS二极管T12一起形成了电流镜，所以电流中的以电流I的一般的80％为基准的偏置电流通过T9或通过T14吸收。

[0078] 如果输入端IP和IN被不相等地预加载，则这导致了通过T5和T6形成的差分级的不平衡的电流分配。这表现为，额外的电流会流经MOS二极管T9或T14，这导致晶体管T7和T15或T8和T16打开、进而导致输入节点IP和IN的放电。

[0079] 图12示出根据图11的电路的示例性放电电阻特征曲线。通过合适地选择电流镜-和晶体管条件可以实现，输入电阻的特征曲线具有极高电阻的区域A，在该区域中输入电阻实际上仅由电路的泄漏电流确定，还具有区域B，在该区域中使用电压限制，还具有区域C，在该区域中输入电阻极低欧姆。

[0080] 因此，这两个接头通过该电路结构放电，其等效电阻在区域A中的工作点处明显大于在区域B和C中的工作点处。

[0081] 这样实现了，如此运行被动式红外检测器，使得当电压位于预定的区域A之外时，电接头通过电流路径放电。在此，流过该电路的放电电流取决于电接头IP和IN之间的输入电压。在输入电压的通过设计而预定的区域A中，除晶体管的泄漏电流外放电电流消失。在此，在该区域A外放电电流随着输入电压的等效距离的增大而增大。输入电阻RIN(IP-IN)取决于网络RG的输入端IP和IN之间的电压差V(IP-IN)。在此考虑的输入电阻既可以认定为处于接头IP和IN之间，也可以认定为处于接头IP或IN与参考电势(例如接地线)之间。图12中的特性应该优选与在这两种考虑情况中任意一个相似。

标题	发布/更新时间	阅读量
差分信号电缆-专利编号CN108288517A	2020-05-13	942
差分信号驱动器-专利编号CN103389768B	2020-05-12	51
差分信号接收器-专利编号CN101009478B	2020-05-11	627
差分信号连接器-专利编号CN105896189B	2020-05-13	472
差分信号驱动器-专利编号CN103389768A	2020-05-12	64
差分信号的生成-专利编号CN102859876A	2020-05-11	430
差分信号接收器-专利编号CN101009478A	2020-05-12	872
差分信号的生成-专利编号CN102859876B	2020-05-11	244
差分信号电缆-专利编号CN108091429A	2020-05-11	263
差分信号迹线-专利编号CN107710404A	2020-05-13	62

用于把差分模拟输入信号转换为数字信号的ΔΣ-转换器

用于把差分模拟输入信号转换为数字信号的Δ∑-转换器

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