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适用于模拟控制系统下变换器软启动控制电路和控制方法

阅读：1026发布：2020-06-28

IPRDB可以提供适用于模拟控制系统下变换器软启动控制电路和控制方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本发明公开了适用于模拟控制系统下变换器软启动控制电路和控制方法，同步整流Buck变换器是一种常见的双向DC-DC变换电路拓扑，它可以实现能量的双向流动。在电池充放电场合，使用传统的占空比缓慢展开的软启动方案或者当启动完成后电感电流在额定稳态工作在轻载断续模式时，会带来较大的启动电流尖峰。本发明通过利用变换器现有的闭环PID调节器，使占空比在启动前闭环预置在给定占空比处。启动瞬间以预置的占空比闭环启动，避免了大的电流冲击，同时可以实现启动过程快速的动态响应，以加速启动过程。本发明可以显著降低启动时的电流冲击，还可以兼容适用于电池负载、电压源型负载、电阻性负载和变换器的多重化切相启动控制的应用场合。，下面是适用于模拟控制系统下变换器软启动控制电路和控制方法专利的具体信息内容。

权利要求

1.适用于模拟控制系统下变换器软启动控制电路，其特征在于，包括占空比基准产生电路、模拟选通开关、PID误差补偿网络、占空比产生器、占空比低通滤波器、第一与门、第二与门、反相器，其中，模拟选通开关包括第一至第二模拟开关，每个模拟开关有两个输入端、一个输出端，占空比产生器包括比较器、三角波振荡器；第一模拟开关的输入端接基准信号，基准信号包括基准电压、占空比基准信号，第一模拟开关选通其中一个，占空比基准信号通过占空比基准产生电路产生；第二模拟开度的输入端接采样信号，采样信号包括反馈信号采样电压和占空比滤波反馈电压，第二模拟开关选通其中一个，反馈信号采样电压为变换器的采样信号；PID误差补偿网络的同相输入端为第一模拟开关的输出，反向输入端为第二模拟开关的输出；比较器的一个输入为PID误差补偿网络的输出，另一个输入为三角波振荡器产生的三角波电压信号，输出占空比信号；占空比低通滤波器的输入为占空比信号，输出为占空比滤波反馈电压；第一与门的一个输入为占空比信号，另一个输入为启停机信号；第二与门的一个输入为占空比信号的反相，另一个输入为启停机信号；第一与门的输出为变换器第一开关管的驱动信号d1；第二与门的输出为变换器第二开关管的驱动信号d2；驱动信号d1、d2经过驱动放大后驱动变换器的开关管工作。

2.根据权利要求1所述适用于模拟控制系统下变换器软启动控制电路，其特征在于，所述变换器的采样信号为变换器输入侧的采样电压、变换器输出侧的采样电压、变换器中电感电流的采样电压、变换器输入侧电流采样电压、变换器输出侧电流的采样电压。

3.根据权利要求2所述适用于模拟控制系统下变换器软启动控制电路，其特征在于，所述占空比基准产生电路由除法器构成，除法器的输入为变换器输入侧的电压采样v1s和变换器输出侧的采样电压v2s，除法器的增益为K，占空比基准产生电路的输出为占空比基准信号DREF，占空比基准信号DREF的表达式为DREF＝K*v2s/v1s。

4.根据权利要求2所述适用于模拟控制系统下变换器软启动控制电路，其特征在于，所述占空比基准产生电路由求和运算放大器构成，求和运算放大器的输入为变换器输入侧的电压采样v1s和变换器输出侧的采样电压v2s，求和运算放大器对v1s和v2s的增益分别为K1和K2，占空比基准产生电路的输出为占空比基准信号DREF，占空比基准信号DREF的表达式为DREF＝K1*v1s+K2*v2s。

5.根据权利要求2所述适用于模拟控制系统下变换器软启动控制电路，其特征在于，所述占空比基准产生电路由函数发生器构成，函数发生器的输入为变换器输入侧的电压采样v1s、变换器输出侧的采样电压v2s、变换器的电流反馈if，变换器的电压反馈vf，函数发生器的增益为K3，占空比基准产生电路的输出为占空比基准信号DREF，占空比基准信号DREF的表达式为DREF＝K3*f(V1s，V2s，if，vf)。

6.适用于模拟控制系统下变换器软启动控制方法，其特征在于，启停机信号为逻辑低0时，第一模拟开关选通占空比基准信号DREF通过，第二模拟开关选通占空比滤波反馈电压dfed通过，占空比基准信号DREF和占空比滤波反馈电压dfed的误差值经PID误差补偿网络调整后输出占空比信号D，占空比信号D到达稳态后，软启动准备完毕；启停机信号为逻辑高1时，第一模拟开关选通基准电压VREF通过，第二模拟开关选通反馈信号采样电压vfed通过，基准电压VREF和反馈信号采样电压vref的误差值经PID误差补偿网络调整后输出占空比信号D，占空比信号D到达稳态时，变换器完成软启动并正常工作。

说明书全文

适用于模拟控制系统下变换器软启动控制电路和控制方法

技术领域

[0001] 本发明涉及适用于模拟控制系统下变换器软启动控制电路和控制方法，属于电力电子变换器技术领域。

背景技术

[0002] 应用于电池充放电场合的同步整流双向Buck变换器是一种常见的拓扑，是在传统Buck变换器的基础上，将整流二极管换成同步整流管，可以降低二极管压降带来的损耗，还同时可以实现能量的双向流动。变换器输出端为电池型负载，相比于传统的阻性负载，具有如下特征和区别：1.在变换器启动时，电阻型负载的输出端电压为零，而电池型负载端已有电池电压作为支撑，输出电压并非为零；2.在同步整流的双向Buck变换器中，变换器的能量具有双向流动性，电阻负载为耗散性负载，而电池负载为储能性负载，电池负载可作为电源向输入侧回馈能量。因此，对比上述特征，基于电池负载下的同步整流Buck变换器的软启动相比阻性负载具有较大区别。另一方面，功率变换器的电源管理方案通常可选择数字控制系统和模拟控制器件和系统两种方式。相对于基于数字控制芯片的可灵活地实现控制算法和软启动方法，模拟控制器件、控制芯片可实现的控制方法受器件本身的特性局限，但是作为性价比较高的控制器在各种电源管理场合仍然应用广泛。在基于数字控制系统的应用场合，模拟控制器件仍然是系统中无法缺少的部分。目前基于模拟控制器件的同步整流双向Buck变换器的软启动方案主要有以下几种：

[0003] (1)主开关管驱动占空比从零开始逐渐变大至稳态值，同步整流管的驱动为主管的互补；

[0004] 该方法为电阻型的负载下常用的软启动方案，当应用在电池型负载下，辅助开关管在启动时具有较大占空比，电池侧的能量会通过同步整流管使电感迅速反向饱和，反向电流冲击很大会烧毁开关器件。

[0005] (2)主开关管驱动占空比从零开始逐渐变大至稳态值，同步整流管的驱动暂时封闭，延迟后互补输出；

[0006] 该方法可以应用在电池型负载或电阻性负载下，解决了启动时辅助管反向冲击电流较大的问题。但是该方法应用在电池型负载下的有效性具有一定的条件。当负载较轻时，电感电流进入断续模式，输入输出不再满足Vin＝D·Vo的关系，其中D为主管占空比，Vin为输入源侧电压，Vo为电池侧电压。当同步整流管延迟后驱动互补输出的主开关管占空比很小时，会出现和方法(1)中相同的情况。因此该方法不适宜在负载较小下进行启动。此外，整个启动过程需要增加定时延迟，降低了系统启动时的动态响应性能。

[0007] (3)主开关管驱动占空比从零开始逐渐变大至稳态值，同步整流管的驱动也从零开始逐渐变大至稳态时与主管互补；

[0008] 该方法可以适用于电池型负载和电阻性负载。由于辅助管也采用了互补后再从零展开的驱动形式，同步整流管的占空比可以从零开始，方法(2)中所述的断续模式下可能的电流冲击可以被抑制。但是该方法需要的启动时间较长，实现中需要采用延迟电路，同样降低了系统启动时的动态响应性能。启动冲击电流的大小与控制环路的带宽也有一定关系。

[0009] 在另外的一些典型应用中，变换器软启动也起到了重要的作用。例如在多重化的Buck变换器应用中，通常为了提高轻载的效率，可采用相位数动态控制。在变换器重载时，将所有相投入工作；在变换器负载变轻时，将部分相屏蔽不工作。这将减小变换器轻载时的开关损耗，提高整机的效率。当变换器负载变重时，新投入运行的一相或若干相需要对其进行软启动控制。新投入相在并入原有已工作相并联工作时，存在与电池负载条件下的相同问题。由于变换器两侧已建立电压，新投入相需要在并入时抑制并联瞬间的启动电流尖峰。而且由于负载的变化是实时的，因此希望新投入相在软启动时动态响应能够足够快，避免负载变重对原有工作相的瞬时功率过大带来的压力。因此，在这些应用背景下，快速动态响应、低启动冲击电流的变换器软启动方案的意义变得十分重要。

发明内容

[0010] 本发明所要解决的技术问题是：提供适用于模拟控制系统下变换器软启动控制电路和控制方法，降低了电池型负载下的电流启动冲击。

[0011] 本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：

[0012] 适用于模拟控制系统下变换器软启动控制电路，包括占空比基准产生电路、模拟选通开关、PID误差补偿网络、占空比产生器、占空比低通滤波器、第一与门、第二与门、反相器，其中，模拟选通开关包括第一至第二模拟开关，每个模拟开关有两个输入端、一个输出端，占空比产生器包括比较器、三角波振荡器；第一模拟开关的输入端接基准信号，基准信号包括基准电压、占空比基准信号，第一模拟开关选通其中一个，占空比基准信号通过占空比基准产生电路产生；第二模拟开度的输入端接采样信号，采样信号包括反馈信号采样电压和占空比滤波反馈电压，第二模拟开关选通其中一个，反馈信号采样电压为变换器的采样信号；PID误差补偿网络的同相输入端为第一模拟开关的输出，反向输入端为第二模拟开关的输出；比较器的一个输入为PID误差补偿网络的输出，另一个输入为三角波振荡器产生的三角波电压信号，输出占空比信号；占空比低通滤波器的输入为占空比信号，输出为占空比滤波反馈电压；第一与门的一个输入为占空比信号，另一个输入为启停机信号；第二与门的一个输入为占空比信号的反相，另一个输入为启停机信号；第一与门的输出为变换器第一开关管的驱动信号d1；第二与门的输出为变换器第二开关管的驱动信号d2；驱动信号d1、d2经过驱动放大后驱动变换器的开关管工作。

[0013] 作为本发明控制电路的一种优选方案，所述变换器的采样信号为变换器输入侧的采样电压、变换器输出侧的采样电压、变换器中电感电流的采样电压、变换器输入侧电流采样电压、变换器输出侧电流的采样电压。

[0014] 作为本发明控制电路的一种优选方案，所述占空比基准产生电路由除法器构成，除法器的输入为变换器输入侧的电压采样v1s和变换器输出侧的采样电压v2s，除法器的增益为K，占空比基准产生电路的输出为占空比基准信号DREF，占空比基准信号DREF的表达式为DREF＝K*v2s/v1s。

[0015] 作为本发明控制电路的一种优选方案，所述占空比基准产生电路由求和运算放大器构成，求和运算放大器的输入为变换器输入侧的电压采样v1s和变换器输出侧的采样电压v2s，求和运算放大器对v1s和v2s的增益分别为K1和K2，占空比基准产生电路的输出为占空比基准信号DREF，占空比基准信号DREF的表达式为DREF＝K1*v1s+K2*v2s。

[0016] 作为本发明控制电路的一种优选方案，所述占空比基准产生电路由函数发生器构成，函数发生器的输入为变换器输入侧的电压采样v1s、变换器输出侧的采样电压v2s、变换器的电流反馈if，变换器的电压反馈vf，函数发生器的增益为K3，占空比基准产生电路的输出为占空比基准信号DREF，占空比基准信号DREF的表达式为DREF＝K3*f(V1s，V2s，if，vf)。

[0017] 适用于模拟控制系统下变换器软启动控制方法，启停机信号为逻辑低0时，第一模拟开关选通占空比基准信号DREF通过，第二模拟开关选通占空比滤波反馈电压dfed通过，占空比基准信号DREF和占空比滤波反馈电压dfed的误差值经PID误差补偿网络调整后输出占空比信号D，占空比信号D到达稳态后，软启动准备完毕；启停机信号为逻辑高1时，第一模拟开关选通基准电压VREF通过，第二模拟开关选通反馈信号采样电压vfed通过，基准电压VREF和反馈信号采样电压vref的误差值经PID误差补偿网络调整后输出占空比信号D，占空比信号D到达稳态时，变换器完成软启动并正常工作。

[0018] 本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：

[0019] 1、由于PID调节器通常含有积分环节，对于模拟调节器来说，在启动前补偿器的输出容易出现饱和的现象，这是由于调节器内通常含有积分电容，基准和反馈没有进入闭环稳态，必然使得调节器单方向的积分偏置至运放饱和。对于模拟控制器，补偿器的饱和很难抑制，且不容易被复位。本发明中由于在关机时的调节器是参与占空比闭环的，因此在启动时不会出现饱和的现象。它将稳定在占空比所设定的稳态输出DREF。

[0020] 2、本发明启动控制电路复用了变换器补偿环路的PID调节器，在结构上也有很大简化。

[0021] 3、在关机时本发明启动控制电路为开机预置准备了一个接近稳态的占空比，且被屏蔽没有输出。在启动瞬间，所预置的占空比是根据电路的工作状况来决定的，对于Buck根据输入输出电压关系预置的占空比恰好可以使得启动瞬间的电感左右电压接近平衡，因此不会引入很大的电感电流冲击。这样的设计还有利于加速变换器的启动过程和减小进入调节器稳态的时间。

[0022] 4、本发明适用于变换器的关机下软启动、多重化动态切相软启动。于此同时，当考虑负载为电阻负载时，本发明同样适用。由于电阻负载下，输出电压为零，占空比的控制规律依然满足DREF＝V2/V1，仅仅其值近似为零。因此，本发明是一个兼容电池负载、电压源型负载和电阻负载的软启动方案。

[0023] 5、本发明对不同的控制目标或控制结构下的变换器，如电流型控制、电压型控制的变换器，或控制目标为电流源、电压源，或控制目标为电感电流、V1侧端电压、V2侧端电压等情形，本发明控制电路均可适用，几乎不受控制目标选择的影响。

附图说明

[0024] 图1是本发明提出的适用于模拟控制系统下变换器软启动控制电路原理图。

[0025] 图2是适用于本发明软启动控制电路的功率变换器主电路图。

[0026] 图3是本发明中产生预置占空比基准信号的占空比基准产生电路1。

[0027] 图4是本发明中产生预置占空比基准信号的占空比基准产生电路2。

[0028] 图5是本发明中产生预置占空比基准信号的占空比基准产生电路3。

具体实施方式

[0029] 下面详细描述本发明的实施方式，所述实施方式的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

[0030] 在常用的案例中，电池型负载是可以作为电压源型负载的一种典型应用，同步整流双向Buck变换器也可作为双向变换器应用的一种典型拓扑，下面的分析将不特别区分变换器是否工作在双向模式。

[0031] 如图1所示，控制电路包含的几个部分的主要功能如下：

[0032] 模拟选通开关：用于选通输入至输出的信号，模拟选通开关的输出为误差补偿网络的输入，它选通送至误差补偿网络的反馈信号和基准信号。模拟选通开关至少有两组，每组需要选通两个信号其中之一，阻断每组中另外一个信号的传输。

[0033] PID误差补偿网络：误差补偿网络是补偿系统动态特性的调节器，一般由运算放大器和若干阻抗组成。配置补偿网络的零极点可以矫正系统的动态性能缺陷，通常使用含有比例、积分、微分环节组成，一般可由阻容网络组成。误差补偿网络的输出为占空比产生器的输入信号。

[0034] 占空比产生器：误差网络的输出信号与三角波振荡器的输出三角波比较用于生成PWM信号。该信号为占空比信号经过放大驱动输出至开关电源变换器控制开关的开通关断，控制变换器传输功率和调整输出电压。

[0035] 占空比低通滤波器：占空比滤波网络用于将占空比方波信号采样输出滤波为平滑的直流信号，作为占空比反馈信号，成为其中一组模拟选通开关的输入。若假设占空比有效输出高电平输出为VH，低电平为VL，可以推得占空比D与滤波后的值dfed它们的关系为：dfed＝D·(VH-VL)。

[0036] 占空比基准产生电路：占空比基准产生电路根据所控制变换器的电压、电流关系，可根据一定的方法生成占空比基准。它可为占空比基准产生电路1、占空比基准产生电路2、占空比基准产生电路3的其中一种，但不局限于这三种形式。

[0037] 如图2所示为开关电源型变换器功能结构示意图。其中开关电源型变换器可为非隔离型拓扑包含降压型Buck拓扑、升压Boost型拓扑、升降压Buck-Boost拓扑，隔离型拓扑包含正激Forward拓扑、反激Flyback变换器拓扑、半桥Half-bridge拓扑、全桥Full-bridge拓扑。

[0038] 结合图1，开关电源型变换器采用的控制可为单电压环控制、单电流环平均电流控制、单电流环峰值电流控制、电压电流双环平均电流控制、电压电流双环峰值电流控制。

[0039] 结合图2，根据变换器电源管理控制目标的不同，电压反馈vf可以为变换器输出中的电压V1侧采样反馈、电压V2侧采样反馈，电流反馈if可以为电感电流反馈采样反馈、I2电流采样反馈、I1电流反馈采样。这里，v1s为V1侧电压采样信号，v2s为V2侧电压采样信号。

[0040] 结合图1，VREF信号为图2中变换器控制目标的控制基准电压，vfed为图2中变换器的控制反馈信号vf、if选其一。DREF为占空控制基准信号；dfed为占空控制反馈信号，它是占空比方波滤波后的输出平滑平均值。

[0041] 结合图1与图2，以Buck类变换器为例，图1中占空比基准产生电路可为图3中占空比基准产生电路1。根据Buck类变换器的输入输出电压关系，稳态占空比的表达式为：DSTEADY＝V2/V1。因此占空比基准产生电路1的占空比基准电压DREF可以为：DREF＝K*v2s/v1s。由该式可知该基准电压DREF可以由一个除法器和一个比例放大器构成运算电路产生，也可以是一个具有运算功能的控制器产生。

[0042] 对于Buck类和Boost类变换器，根据输入输出电压与稳态占空比的关系DSTEADY＝V2/V1，图1中占空比基准信号DREF也可以由图4所示的占空比基准产生电路2作为简化电路，使得系统中没有除法运算及除法器。占空比基准产生电路2可通过若干加法器和比例运算器来近似电路中的除法运算，减小电路的实现规模和成本。占空比基准的表达式为：DREF＝K1*v1s+K2*v2s。

[0043] 对于一般主电路拓扑，可由如图5所示的占空比基准电路3产生。推广到一般情况下时，预置占空比基准DREF可根据软启动时的稳态占空比与主电路的采样量的关系来决定，由函数发生器产生占空比基准。函数发生器的输入可以是图2中的电压采样v1s、电压采样v2s、电流反馈if、电压反馈vf等。DREF可为上述变量的函数关系：DREF＝K3*f(v1s,v2s,if,vf)。

[0044] 下面以Buck变换器为例结合图1，对本专利原理电路的具体实现方式进行阐述：

[0045] (1)当处于关机状态下，启停机控制信号低电平分别和逻辑与门1、与门2相与，屏蔽输出驱动信号d1、d2，同时启停机控制信号低电平选通了占空比滤波输出作为闭环反馈dfed，也选通了占空比基准信号DREF作为基准值。占空比基准产生电路根据采样输出电压v2s与输入电压v1s产生输出占空比闭环的值DREF，软启动控制电路将工作在占空比闭环模式。软启动控制电路利用补偿器的闭环调节，使补偿器的输出值与三角波交结产生的占空比D在低通滤波后的值，闭环稳定后将跟随给定值DREF。由于占空比脉宽与滤波平均值之间的对应关系，相当于通过DREF控制了占空比的脉宽。

[0046] (2)当变换器开机时，启停信号给出高电平的开机信号，解除与门1、与门2的占空比屏蔽。模拟开关将选通电流闭环基准IREF和电流闭环反馈ifed作为调节器的输入信号，同时解除开关管的占空比屏蔽信号。在开机瞬间，由于关机条件下已经预置好稳态占空比，电感左右两侧电压较为平衡，因此开机将不会有很大的电流冲击。开机信号来临后，选通的电流采样和反馈输入ifed使得控制器工作在电流闭环模式，闭环速度被稳态预置好的占空比加速。此时，如果给定的电流控制基准VREF按照斜坡信号变化，也将有利于闭环输出按照斜坡信号进行软启动，启动速度可以受VREF的变化速度决定。启动完成后，VREF变化至稳态值。

[0047] 通过上述分析，本发明预置占空比的控制方式解决了同步整流形式的Buck变换器在电池负载下的软启动问题。应当指出，本发明提供的“占空比闭环”的思路不应局限与本文所述的Buck、Boost等相关拓扑或者本文所限定的具体电路实现形式，其他具有类似的技术路线和电路实现形式也应当同属于本文所述的保护范围之内。

[0048] 以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

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