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CMOS基准电压源

阅读：754发布：2021-03-02

IPRDB可以提供CMOS基准电压源专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本发明公开了一种低温度系数的、适于在CMOS工艺上实现的CMOS基准电压源。包括启动电路，主偏置电流产生电路，基准电压产生电路；启动电路，主偏置电流产生电路，基准电压产生电路的直流电输入端分别连接直流电源Vdd，主偏置电流产生电路的输入端连接启动电路的输出端，主偏置电流产生电路的第一输出端、第二输出端分别对应连接基准电压产生电路的第一输入端和第二输入端，基准电压产生电路的基准电压输出端输出基准电压。本发明电路中不包含三极管，只包含NMOS管、PMOS管、电阻、电容四种器件，因此，具有结构简单的优点，在CMOS工艺线上实现方便、有效、兼容性好，不存在放大器失调的问题。，下面是CMOS基准电压源专利的具体信息内容。

权利要求

1、一种CMOS基准电压源，其特征在于：包括启动电路(1)，主偏置电流产生电路(2)，基准电压产生电路(3)；启动电路(1)，主偏置电流产生电路(2)，基准电压产生电路(3)的直流电输入端分别连接直流电源Vdd，主偏置电流产生电路(2)的输入端连接启动电路(1)的输出端，主偏置电流产生电路(2) 的第一输出端、第二输出端分别对应连接基准电压产生电路(3)的第一输入端和第二输入端，基准电压产生电路(3)的基准电压输出端输出基准电压。

2、根据权利要求1所述的CMOS基准电压源，其特征在于：所述的启动电路(1) 由至少两个PMOS管P1、PMOS管P2和电容C0组成，PMOS管P1和PMOS 管P2的源极作为启动电路(1)的直流电输入端，PMOS管P1的漏极分别与PMOS 管P2的栅极及电容C0正端相连，PMOS管P2的漏极作为启动电路(1)的输出端，PMOS管P1的栅极及电容C0的另一端接公共地端。

3、根据权利要求1所述的CMOS基准电压源，其特征在于：所述的主偏置电流产生电路(2)由8个MOS管和一个电阻组成；PMOS管M1和PMOS管M2 的源极相连并作为主偏置电流产生电路(2)的直流电输入端，PMOS管M1的漏极与PMOS管M3的源极相连，PMOS管M2的漏极与PMOS管M4的源极相连，PMOS管M1和PMOS管M2的栅极共接于PMOS管M2的漏极和PMOS 管M4的源极，且作为主偏置电流产生电路(2)的第一输出端；PMOS管M3 和PMOS管M4的栅极共接于PMOS管M4和NMOS管M6的漏极，且作为主偏置电流产生电路(2)的第二输出端；PMOS管M3的漏极与NMOS管M5漏极、NMOS管M5、NMOS管M6的栅极共接；NMOS管M5的源极与NMOS 管M7的栅极相连并作为主偏置电流产生电路(2)的输入端，NMOS管M7的漏极和NMOS管M8的栅极相连，NMOS管M7的栅极和漏极之间设置一电阻 R1，NMOS管M6的源极与NMOS管M8的漏极相连；NMOS管M7和NMOS 管M8的源极接公共地端。

4、根据权利要求1所述的CMOS基准电压源，其特征在于：所述的基准电压产生电路(3)由3个MOS管组成，PMOS管M9的源极作为基准电压产生电路(3) 的直流电输入端，PMOS管M9和PMOS管M10的栅极分别作为基准电压产生电路(3)的第一输入端和第二输入端，PMOS管M9的漏极与PMOS管M10的源极相连，PMOS管M10的漏极连接NMOS管M11的漏极，NMOS管M11的栅极与NMOS管M11的漏极共接，并作为基准电压产生电路(3)的基准电压输出端，输出基准电压，NMOS管M11的源极接公共地端。

说明书全文

技术领域

本发明涉及用于模拟、数模混合电路中需要产生的低温度系数和高电源抑制比的基准电压源，尤其涉及一种CMOS基准电压源。

背景技术

在模拟、数模混合，尤其是纯数字电路中经常会用到基准源电路，包括基准电压源和基准电流源。基准源电路的稳定性直接关系到整个电路的性能。基准电压源直接关系到输出电压的值、比较器工作状态，它的性能对振荡器的工作频率、比较器以及运放的工作状态都有很大的影响。
一般常用的电压源是带隙基准电压源，采用双极型器件实现，输出电压值基本恒定在1.25V左右；工作原理是使ΔVbe的正温度系数和Vbe的负温度系数所产生的漂移相互抵消。但是，由于带隙基准电压源在CMOS工艺中的实现存在很多问题，因此其发展受很多因素的限制，存在如下问题：由于双极型器件在 CMOS工艺中的兼容性不好，会产生放大器的失调等问题，因此，CMOS工艺线上实现的带隙基准电压源会存在三极管能否准确实现以及如何减小放大器失调的问题。
另外，有的应用系统中需要低于1V的基准电压值，一般的带隙基准电压源不能直接满足这个要求，需要设计其他的电压转换电路以降低输出基准电压值，这也会加大设计的难度。

发明内容

针对上述问题，本发明的目的在于设计一种低温度系数的、适于在CMOS 工艺上实现的CMOS基准电压源。本发明采用标准CMOS工艺实现，电路结构中不需要三极管，直接由MOS管的温度特性进行适当补偿，可得到输出稳定、低温度系数的基准电压。
本发明采用如下技术方案：
一种CMOS基准电压源，包括启动电路，主偏置电流产生电路，基准电压产生电路；启动电路，主偏置电流产生电路，基准电压产生电路的直流电输入端分别连接直流电源Vdd，主偏置电流产生电路的输入端连接启动电路的输出端，主偏置电流产生电路的第一输出端、第二输出端分别对应连接基准电压产生电路的第一输入端和第二输入端，基准电压产生电路的基准电压输出端输出基准电压。
本发明的CMOS基准电压源，具有明显的优点和积极的效果；且在很多方面优于目前常用的基准电压源电路。
(1)本发明电路中不包含三极管，只包含NMOS管、PMOS管、电阻、电容四种器件，因此，具有结构简单的优点，在CMOS工艺线上实现方便、有效、兼容性好，不存在放大器失调的问题。
(2)本发明全部采用CMOS技术，具有开关速度快、功耗低等特点，而且制备工艺简单。
(3)本发明所采用的正负温度系数补偿方式简单，不需要引入双极型器件来构造正负温度系数的参数进行温度补偿，而是由MOS管的迁移率和阈值电压存在的温度特性进行正负温度补偿，因此，可得到低温度系数的基准电压，提高基准电源的稳定性，进而提高整个电路的性能。
(4)由于采用了有别于传统的带隙基准电压源的方法，使得基准电压输出值不是传统的1.25V，与阈值电压有密切关系。适用于需要较低基准电压源的系统中。

附图说明

图1是本发明的CMOS基准电压源的结构框图。
图2是本发明的CMOS基准电压源的电路图。
图3是本发明在不同电源情况下基准电压值随温度变化曲线图。

具体实施方式

以下通过本发明的具体实施例并结合附图，对本发明的目的、电路结构和优点作进一步描述。
如图1所示，CMOS基准电压源包括用来使基准电路脱离零稳态，转入正常工作状态的启动电路1，用来产生主偏置电流的偏置电路主偏置电流产生电路2，基准电压产生电路3；启动电路1，主偏置电流产生电路2，基准电压产生电路3 的直流电输入端分别连接直流电源Vdd，主偏置电流产生电路2的输入端连接启动电路1的输出端，主偏置电流产生电路2的第一输出端、第二输出端分别对应连接基准电压产生电路3的第一输入端和第二输入端，基准电压产生电路3的基准电压输出端输出基准电压。
参见图2，启动电路1由至少两个PMOS管P1、PMOS管P2和电容C0组成，PMOS管P1和PMOS管P2的源极作为启动电路1的直流电输入端，与直流电源Vdd相连，PMOS管P1的漏极分别与PMOS管P2的栅极及电容C0正端相连，PMOS管P2的漏极作为启动电路1的输出端与主偏置电流的偏置电路 2的输入端连接，PMOS管P1的栅极及电容C0的另一端接公共地端。
主偏置电流产生电路2由8个MOS管和一个电阻组成；PMOS管M1和PMOS 管M2的源极相连并作为主偏置电流产生电路2的直流电输入端，与直流电源 Vdd相连，PMOS管M1的漏极与PMOS管M3的源极相连，PMOS管M2的漏极与PMOS管M4的源极相连，PMOS管M1和PMOS管M2的栅极共接于PMOS 管M2的漏极和PMOS管M4的源极，且作为主偏置电流产生电路2的第一输出端；PMOS管M3和PMOS管M4的栅极共接于PMOS管M4和NMOS管M6 的漏极，且作为主偏置电流产生电路2的第二输出端；PMOS管M3的漏极与 NMOS管M5漏极、NMOS管M5、NMOS管M6的栅极共接；NMOS管M5的源极与NMOS管M7的栅极相连并作为主偏置电流产生电路2的输入端，NMOS 管M7的漏极和NMOS管M8的栅极相连，NMOS管M7的栅极和漏极之间设置一电阻R1，NMOS管M6的源极与NMOS管M8的漏极相连；NMOS管M7 和NMOS管M8的源极接公共地端。
基准电压产生电路3由3个MOS管组成，PMOS管M9的源极作为基准电压产生电路3的直流电输入端，PMOS管M9和PMOS管M10的栅极分别作为基准电压产生电路3的第一输入端和第二输入端，PMOS管M9的漏极与PMOS 管M10的源极相连，PMOS管M10的漏极连接NMOS管M11的漏极，NMOS 管M11的栅极与NMOS管M11的漏极共接，并作为基准电压产生电路3的基准电压输出端，输出基准电压，NMOS管M11的源极接公共地端。
参见图3，图中所示为不同电源电压下基准输出随温度变化的曲线图，由曲线图可以看出，温度从0℃变化到100℃，基准电压输出值仅变化了4.5mV，由此可见，本发明的基准源具有很好的温度系数特性。电源电压从3V变化到6V，输出的基准电压几乎不变，说明本发明的基准源输出稳定。根据图中的分析，本发明的CMOS基准电压源具有较低的温度系数和输出稳定的优点。此外，由于采用了有别于传统的带隙基准电压源的方法，使得基准电压输出值不是恒定在 1.25V左右，而是与阈值电压有密切关系，可以适用于需要较低基准电压源的系统中，例如需要的基准电压为1V以内。
本发明的电路的工作过程：当接通电源电压Vdd后，启动电路1率先工作，上电瞬间电容C0上没有电荷，PMOS管P1、P2都导通，PMOS管M3的栅电位拉高，从而使PMOS管M3开启并产生电流，PMOS管M1、M2上也陆续的产生了电流，让主偏置电流产生电路2脱离零稳态开始正常工作；在这过程中， PMOS管P1一直在向电容C0充电，电容C0上的压降逐渐升高直至PMOS管 P2关断，此时，启动电路1对主偏置电流产生电路2、基准电压产生电路3都没有任何影响了，在稳定后，启动电路1上没有功耗。主偏置电流产生电路2采用共源共栅电流镜结构，有效的抑制了沟道长度调制效应的影响，使电路具有较好的电源抑制比。NMOS管M7和M8的栅源电压差ΔVgs流过电阻R1，形成了电流I，电流I具有正温度系数；主偏置电流产生电路2产生具有正温度系数的电流后，由PMOS管M9和M10拷贝电流到基准电压产生电路3，NMOS管M11 在恒定电流的作用下，具有恒定的栅源电压，于是形成稳定输出的基准电压，设置相应的宽长比可以得到较低的温度系数，提供给系统中需要电压的模块电路。
本发明的原理如下：
本发明的CMOS基准电压源采用标准CMOS工艺实现，电路结构中不需要三极管，只包含NMOS管、PMOS管、电阻、电容四种器件，具有电路结构和制备工艺简单的优点。在CMOS电路中，一般，NMOS管阈值电压的温度特性可表示为：

V_{thn} (T) = V_{thn} (T_{0}) - β_{V_{thn}} (T - T_{0}) \cdot \cdot \cdot (1)

T0为参考温度，βVthn为NMOS管阈值电压的温度系数，Vthn(T)是温度为 T时NMOS管的阈值电压，具有负温度系数。
另外，NMOS管迁移率也是个具有温度特性的参数，可以描述为：

μ_{n} (T) = μ_{n} (T_{0}) {(\frac{T}{T_{0}})}^{- β_{μ_{n}}} \cdot \cdot \cdot (2)

式(2)中，μn(T)是温度为T时NMOS管的迁移率，βμn是NMOS管迁移率温度指数，。迁移率也具有负温度系数。
MOS管M1～M8和电阻R1构成偏置电路，产生的电流呈正温度系数。MOS 管M7和M8的栅源电压差ΔVgs流过电阻R1，形成了电流I，NMOS管M7的宽长比是 NMOS管M8的宽长比是 COX是单位面积的栅氧化层电容。根据饱和区萨氏方程及相应的推导可以得到：

I (T) = \frac{2}{u_{n} (T) C_{OX} R_{1}^{2}} {[\frac{1}{\sqrt{{(\frac{W}{L})}_{7}}} - \frac{1}{\sqrt{{(\frac{W}{L})}_{8}}}]}^{2} = \frac{2}{u_{n} (T_{0}) C_{OX} R_{1}^{2}} {[\frac{1}{\sqrt{{(\frac{W}{L})}_{7}}} - \frac{1}{\sqrt{{(\frac{W}{L})}_{8}}}]}^{2} {(\frac{T}{T_{0}})}^{β_{un}} = I (T_{0}) {(\frac{T}{T_{0}})}^{β_{un}} \cdot \cdot \cdot (3)

式(3)表示，I是具有正温度系数的电流。
MOS管M9、M10和M11是基准电压产生电路，由MOS管M9、M10复制电流，MOS管M9的宽长比是MOS管M2的M倍，于是MOS管M9的电流是 M倍的电流I，即M*I，M11的栅源电压Vgs直接形成低温度系数的基准电压， MOS管M11必须工作在饱和区。MOS管M12、M13、M14和R2可以通过MOS 管M11的低温度系数栅源电压Vgs直接构成低温度系数的电流，MOS管M15、 M16可以直接拷贝产生的基准电流用于系统工作中。其中NMOS管M14的存在相当重要，MOS管M14管的栅极与M11管的漏极连接，保证了MOS管M11 管的漏源电压Vds大于栅源电压Vgs，使其工作在饱和区。可见，此电路不仅可以获得稳定的基准电压，同时，还可以通过R2的选择获得合适的参考电流，再通过MOS管M15、M16拷贝为系统提供低温度系数的基准电流源，可谓一举两得。由此可见，在同一个电路结构中同时产生了基准电压源和基准电流源，比较适用于同时需要基准电压和基准电流的系统。
NMOS管M11的宽长比是 IM11是流过M11管的电流，对于基准电压输出电路中NMOS管M11来说：
IM11＝IM9＝M*I (4)

V_{gs 11} = V_{th 11} (T) + \sqrt{\frac{{2 I}_{M 11}}{μ_{n} (T) C_{ox} {(\frac{W}{L})}_{11}}}

= V_{th 11} (T_{0}) - β_{V_{th 11}} (T - T_{0}) + \frac{2}{μ_{n} (T_{0}) C_{ox} R_{1}} \frac{1}{\sqrt{{(\frac{W}{L})}_{7} - {(\frac{W}{L})}_{8}}} \cdot \sqrt{\frac{M}{{(\frac{W}{L})}_{11}}} {(\frac{T}{T_{0}})}^{β_{μ_{n}}} \cdot \cdot \cdot (5)

将(5)式两端对温度T求偏导，可以得到：

\frac{\partial V_{ref}}{\partial T} = - β_{{Vt}_{h 11}} + β_{μ_{n}} \frac{2}{μ_{n} (T_{0}) C_{ox} R_{1}} \frac{1}{\sqrt{{(\frac{W}{L})}_{7} - {(\frac{W}{L})}_{8}}} \cdot \sqrt{\frac{M}{{(\frac{W}{L})}_{11}}} {(\frac{T}{T_{0}})}^{β_{μ_{n}} - 1} \cdot \cdot \cdot (6)

可以看出，(6)式由正负两部分组成，令

\frac{\partial Vref}{\partial T} = 0,

则：

\frac{M}{{(\frac{W}{L})}_{11}} = {(\frac{β {vth}_{11} \cdot μ_{n} (T_{0}) C_{ox} R 1}{2 βun {\cdot (\frac{T}{T_{0}})}^{βun - 1}} \sqrt{{(\frac{W}{L})}_{7} - {(\frac{W}{L})}_{8}})}^{2} \cdot \cdot \cdot (7)

根据偏置电路的给定以及相关模型参数，由(7)式可以相对确定M值及 MOS管M11的宽长比，适当调节获得低温度系数的电压值。假设基准呈现正温度系数，则可以通过增大MOS管M11W/L，或者减小M值即减小MOS管M11 电流来获得零温度系数，反之类似。
可见，本发明所采用的正负温度系数补偿方式简单，由MOS管的迁移率和阈值电压存在的温度特性进行正负温度补偿，因此，可得到低温度系数的基准电压；不需要引入双极型器件来构造正负温度系数的参数进行温度补偿。

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