正如本领域技术人员所熟知的，电子装置微处理器目前正迅速地发展以满足 中央处理器(CPU)的要求。
实际上，众所周知，目前的中央处理器需要高电源电压精度，其精度大约估 计在稳态情况下的电压变化量要求为ΔV＝(+/-0.8％)并且在瞬态条件下为ΔV＝ (+/-3％)。不幸的是，通常在电源电压减小到1.1V时负载电流会上升到100A， 斜率可能为100A/μs，可是要求超过80％的效率。
研究表明电压调整器的结构是满足目前需要的最便宜和最有效的解决方法。
电压调整器是以几种配置形式来实现的，它使得可以提供与微处理器要求的 电流成比例的所希望的输出电压。这一特征在文献中叫作固定偏差功能(droop function)或者电压定位(voltage positioning)。
固定偏差功能特征使得提供了一种包含电流感应电路的装置，使得可以读取 或估计该装置所输出的电流。
通常，电流感应电路通过电阻上电压降来读取电流，该电阻可以是电压调节 器寄生元件，例如在电源开关中的电阻Rds，on或电感DCR的寄生电阻，或者是 简便插入在电路中的元件，如电阻Rsense。
如果使用电阻Rsense，那么就有利地提供了一种非常精确的电流读数，而且 因为通常使用的是康铜电阻，所以电流读数几乎和温度变化无关。
然而这种方法在具有已知优势的同时，也具有高价格和降低了的电流转换效 率的缺点。
如果作为替换使用一个调节器寄生元件，那么这种方法更为经济，因为它利 用了调节器中已有的元件，但是它提供的精度较差，其容易发生依照调节器承受 的温度的单个元件的误差和由此产生的差异。
特别是，电感寄生电阻(DRC)的电流读数在精度上有某种优势，这时的容 差(tolerance)为5％，而低端(low-side)开关的电阻Rds，on具有的容差约为30％。
一些带有包含偏差函数以得到电压调整器模块(VRM)电感器的电流测量的读 取系统的的电压调整器现在正在出售。
图1中示出了一例呈标准双相结构的电压调整器(也叫做多相直流-直流转换 器)。电压调整器的每一个模块或者相位有一个DC-DC开关，其包含一对场效 应晶体管，HS和LS，串联在输入电压Vin和接地电压之间，以及介于HS和LS 两个晶体管的中间节点与输出端之间的电感器L。
每个模块的输出电流会加至来自其他的模块的电流，并且其限定了电压调节 器的输出电流IOUT。
电压调节器的每个模块有一个电流感应电路，它包括电感器L的寄生电阻RL， 以及包括电容C和电阻R的滤波网络，在电感器L的输入端处产生输出信号。 具体说来，电阻R的值定义为，对于每一电路，存在关系式R*C＝L/RL。
因此，第一开关元件的输出电流有如图2中相位1电流所表示的锯齿波形。
电压调节器的输出电流IOUT，是两个电流信号的总和，也呈锯齿波形并且具 有相应于T/2的周期。
通常，有N个开关的多相电压调节器的输出电流波形是周期为T/N的锯齿波 形。
然而，这样实现的电压调节器在N个开关的输入电流之间要求有一个相位转 移的控制电路，使得在开关上可以有反馈运行。
一种已知的装置是申请人为Walters等人的美国专利5,982,160，，其中的R- C电流感应网络并联连接到电压调节器的每个输出电感，如图3所强调的那样， 假定电流感应电路，即R和C值是通过时间常数匹配即由RL-L电路或者线圈网 络的时间常数与电流感应R-C电路的时间常数之间的等同来确定的。
此外，每个R-C网络的电流感应电路电流信号，和输出信号一起，通过电阻 Rg，被控制器分析，但是图中没有强调。
如图3所示，示出的电路用于估计双相电压调节器的输出电流，图中强调了 每个R-C网络的控制器分析两个管脚。因此，通过归纳，对于N个相位或者模 块，控制器分析2N个插脚。
然而，根据所提供技术方法的电压调整器，虽然几个方面有优势，但是也有 几个缺点，实际上控制器产生的电流或者电压信号将和电阻RL、RG以及输出电 流IOUT成比例，因此所产生的信号的质量是否良好取决于所插入的元件的质量是 否良好以及其随温度的变化。必须注意的是，该调节器需要N个电阻-电容(R-C) 网络，每个相位有一个R-C网络，电容CCS一般是COG型，特别昂贵，而且控 制器需要2*N个管脚用以读取总电流。
这样就使得调节器电路复杂化并且需要很大的面积以在硅片上集成，此外， 所需的N个R-C网络会在输出信号中插入某些延迟，也会使电压调节器的可靠 性丧失。
图4以双相为例示出了由Schiff等人发明的美国专利6,683,441 B2中所描述 的多路电压调节器。
在该技术方案中，最好通过电阻Rp加上二节点电压PHASE1和PHASE2， 并且将其输送到进一步接收调节器输出电压的运算放大器。
运算放大器具有反馈电路、R-C网络或者电路感应器，包括并联并限定的电 阻RCS和电容CCS，从而RCS由时间常数RL-Le RCS-CCS之间匹配的的时间常数来 确定，以输出与调节器输出电流IOUT成比例的电压VCS，并符合下列关系式：
$V_{\mathrm{CS}}=V_{\mathrm{OUT}}-\frac{R_L·R_{\mathrm{CS}}}{R_P}·I_{\mathrm{OUT}}$
这样，控制器分析运算发大器的两个输入信号和输出信号，因此需要三个管 脚。
为了获得直接和调节器输出电压Vout成比例的信号，仍然还需要在运算发大 器之后使用另一个放大器用以移除常数项Vout，符合下列关系式：
$V_{\mathrm{DROOP}}=V_{\mathrm{OUT}}-V_{\mathrm{CS}}=\frac{R_L·R_{\mathrm{CS}}}{R_P}·I_{\mathrm{OUT}}$
因此现在的解决方案，虽然针对目标并且有一些方面的优势，但是有几个缺 点，需要使用N个外部电阻RP以增加节点，包括R-C网络的感应电路用以时间 常数匹配，以及一个放大器，同时控制器需要三个用以读取的管脚，此外，为了 成比例确定调节器输出电压，还必须使用第二放大器。
还必须注意的是，现在出售的电压调节器中，有越来越精确的元件，以满足 越来越苛刻的规格，这造成了更多的问题。特别是，由于铜导线(copper track) 引起的不可避免的有效电阻(unvoid resistance)使得使用带有越来越低的寄生电阻 RL的越来越小的电感器中与应用板上存在的寄生电阻发生冲突。
如图5所强调的那样，对于双相调节器，与电阻RL串联的寄生电阻Rpl的存 在需要能够读取直接跨接在线圈网络上的信息的读取电路，也就是与电阻中RL 串联的电感L，这就避免了线路板上迹线(track)的寄生电阻RPi。这种读取结 构叫做全微分。
图3所示Walter等人发明的美国专利5,982,160的是一种全微分读取，然而 如已经强调过的那样，这种解决方案需要N个R-C网络，其中，N为相位数， 而2*N为用于总电流读数的管脚。
但是在美国专利6,683,441和图4所示的情况下，不可能提供全微分电流读数， 因为这一解决方案将两相位相加，把输出电压VOUT作为参考。因此，如果两个 相位有不同的寄生电阻，那么电流测量中就会出错。
本发明所要解决的技术问题是提供一种电压调节器，包括一种简单、可靠的 电流感应电路，并且其具有的结构和功能特征使得调节器特别紧凑，使得可以使 外部元件的使用最少，所集成的硅片占用面积以及线路板上占用面积减小，减少 控制器读取、输出信号所需的管脚数，，从而克服仍旧影响现有技术的电压调节 器的缺点。
本发明更进一步的目的是在获取独立于由于应用线路板上铜导线产生的电阻 的读数的线圈电路上实现全微分电压调节器，克服仍旧影响现有技术方案的缺 点。

本发明的方案设想是产生与电压调节器提供的总电流直接成比例、独立于相 位数和线路板上迹线(track)产生的寄生电阻值的电流信号，只用两个PIN用 以对其读取。
基于这种方案设想，通过先前的说明和权利要求1的特征部分限定的多相电 压调节器解决了该技术问题。
通过下述参照附图的非限定性实例对本发明实施例的描述，读者将清楚地了 解根据本发明的多相电压调节器的特点和优势。

图中：
-图1和图2分别示出标准双相电压调节器和输出电流图；
-图3和图4示出两个根据现有技术实现的电压调节器；
-图5示出当由于存在线路板上的线路而产生的寄生电阻时的双相电压调节 器；
-图6示出根据本发明实现的N相电压调节器；
-图7示出根据本发明的双相电压调节器；
-图8和图9示出图6中电压调节器的一些细节；
-图10和图11示出根据本发明的电压调节器的另一个实施例的和图8和图9 类似的细节；
-图12示出采用图10所示的技术方案的N相电压调节器；
-图13和图14示出根据本发明的电压调节器的另一个实施例的和图8和图9 类似的细节；
-图15示出了采用图13所示的技术方案的N相电压调节器。

参考附图，特别是图6示出根据本发明的电压调节器1，对总负载(表示为COUT) 产生输出电压VOUT。
为方便说明，对图7示出的双相电压调节器100进行描述，其包括相互并联 的第一开关3a和第二开关3b，每个开关插入在输入电流VIN和接地电流之间。
此外，为了更清楚起见，在后文的细节描述中，首先认为由于线路板铜迹线 产生的寄生电阻是可以忽略不计的。
第一和第二开关3a、3b在各输出节点20a 20b处具有电压VPHASE1，VPHASE2， 和电流相位IPHASE1，IPHASE2，通过各自的感应电路5a 5b对应于输出端口25将这些 电流相位相加以产生将提供给总负载COUT的总电流IOUT。
根据本实施例，每个感应电路5a 5b包括电感L和电阻RL。该感应电路有明 显的不同的结构。
根据本实施例，最好电压调节器100具有检测电路8或滤波电路，包括将第 一和第二开关3a和3b的每个输出节点20a和20b的电压VPHASE1，VPHASE2相加的 加法电路9，将相加的电压送至加法器节点30。
按照一种优选实施例，对于每一开关3a和3b，加法器电路9具有介于每一 输出20a、20b和加法器节点30之间的电阻Rs。
方便地，检测电路8包括一个电容CCS插入于加法器节点30和电压调节器输 出端25之间，限定了一个用于检测电路8的滤波电路特征。
方便地，电阻Rs和电容Ccs的值是这样计算的：使电路RL-L这时由于感应 电路5a，5b的时间常数而产生的项相等，即(L/RL)＝(Rs/2)*CCS。
电压调节器100最好包括放大器10，本特例中是运算放大器，其第一输入端 11连接到加法器节点30，其第二输入端12通过适合的电阻RG连到输出端25。
方便地，运算放大器10呈转换器结构V/I，其在第一非反向输入端口11处 带有加法器节点30，而在第二反向输入端口12或者虚地处带有电阻RG，单在 另一端处为输出电压VOUT。因此，运算放大器10输出的电流信号ICS与开关3a、 3b的电流相位IPHASE1，IPHASE2的总和以及电压调节器10输出的总电流IOUT成比例。
此外，最好运算放大器10的第一输入端11和第二输入端12是控制器15读 取电流IOUT时使用的仅有的两个管脚CS+eCS-。
图中示意示出了控制器15并且它在第一和第二开关3a、3b的输入电压VIN 下工作，以保持电流相位IPHASE1，IPHASE2的总因此保持总电流IOUT为常数。
下面分析电压调节器100的运作，但是首先参考图8和图9，检查对应于检 测电路8中发生的滤波。
从信号的观点看，输出端口25可以被视为处于接地电压下，并且VOUT也处 于接地电压，如图8所特别强调的那样。
按照每个感应电路5a和5b的电阻RL所产生的电压VINFO1和VINFO2可以容 易地计算出：
$V_{\mathrm{INFO}1}\left(s\right)=V_{\mathrm{PHASE}1}\left(s\right)·\frac{1}{1+L/R_L}$
$V_{\mathrm{INFO}2}\left(s\right)=V_{\mathrm{PHASE}2}\left(s\right)·\frac{1}{1+s·L/R_L}$
$V_{\mathrm{INFO}}\left(s\right)=\frac{V_{\mathrm{PHASE}1}\left(s\right)+V_{\mathrm{PHASE}2}\left(s\right)}{2}·\frac{1}{1+s·\underset{2}{R_P}·C_{\mathrm{CS}}}$
重要信息信号是：
$V_{\mathrm{INFO}}{|}_{\mathrm{IDEALE}}\left(s\right)=V_{\mathrm{INFO}1}\left(s\right)+V_{\mathrm{INFO}2}\left(s\right)=[V_{\mathrm{PHASE}1}\left(s\right)+V_{\mathrm{PHASE}2}\left(s\right)]·\frac{1}{1+L/R_L}$
很明显，通过选择电阻Rs和电容CCS的值，以使得由于感应电路5a和5b的 时间常数RL-L的项相等，得到大小关系式(1)和关于电容器CCS上的电压的关 系式(2)：
$\frac{L}{R_L}=\frac{R_s}{2}·C_{\mathrm{CS}}$时间常数匹配...关系式    (1)
$V_{\mathrm{INFO}}\left(s\right)=\frac{V_{\mathrm{INFO}}{|}_{\mathrm{IDEALE}}\left(s\right)}{2}$读取信息...信号
                     (2)
即：$V_{\mathrm{INFO}}=\frac{R_L·(I_{\mathrm{PHASE}1}+I_{\mathrm{PHASE}2})}{2}$
现在分析图9，考虑输出电压VOUT不同于接地电压的实施情况。
在运算放大器10的第一正输入端口11，也就是控制器8的第一管脚CS+， 图中未示出，产生平均电压，对应于：
$V_{\mathrm{CS}+}=V_{\mathrm{INFO}}+V_{\mathrm{OUT}}=\frac{R_L·(I_{\mathrm{PHASE}1}+I_{\mathrm{PHASE}2})}{2}+V_{\mathrm{OUT}}$
电压-电流转换结构V/I中存在的运算放大器10和介于控制器15的第二管脚 CS(也是放大器10的第二输入端12或者虚地)和输出电压Vout之间的电阻RG产 生输出电流信号ICS，对应于：
$I_{\mathrm{INFO}}=\frac{R_L}{2·R_G}·(I_{\mathrm{PHASE}1}+I_{\mathrm{PHASE}2})$
它是直接和电流相位IPHASE1和IPHASE2也就是和总电流IOUT成比例的信号。
因此，本发明的主要优点在于获取与相位电流的总和直接成比例也即与要求 最小数量的外部元件(如运算放大器10，N+1个电阻以及外部电容Ccs)的电压 调节器输出的总电流成比例的电流信号，此外控制器15只需要两个管脚 CS+eCS-。
很明显，对于双相调节器100的描述可概括为带有N个开关3的电压调节器 的检测电路8，如图5所示。
概括很简单，实际上，电路结构基本上与以前描述一样，为简单起见，与原 先所指的有相同结构和功能的元件的标号保持相同。
具体而言，并联方式加入至第一和第二开关3a、3b的每个开关3n有相同的 连接方式，也就是说，它提供了电流相位IPHASEN，通过各自的感应电路5n对应 于输出端口25而加至相位电流IPHASE1，IPHASE2，以产生总电流IOUT。
检测电路8包括把加入的开关3n的输出节点20n处的电压VPHASEN加至第一 和第二开关3a、3b的每个输出节点20a、20b的电压VPHASE1，VPHASE2的加法器电 路9。加法器电路9具有在加法器节点30处加入的电压。
根据本实施例，加法器电路9对于每个加入的开关3n有一个介于每个输出端 20n和加法器节点30之间的电阻Rs。
关于其他电路，其结构类似于先前介绍的那样。 具体说来，因此，归纳的方程式(1)定义了方程式(4)，其中N为电压调节器1的开关 3n的数量：$\frac{L}{R_L}=\frac{R_S}{N}·C_{\mathrm{CS}}$时间常数匹配关系式
                (4)
$I_{\mathrm{INFO}}=\frac{R_L}{R_G}·\frac{1}{N}·\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}{I}_{\mathrm{PHASE},i}$信息信号(5)
同样的，方程式(3)可归纳成定义方程式(5)。
可以注意到，本方案是如何使电压调节器实现使用两个管脚独立于存在的电 流相位的数量而读取总的输出电流的。
很明显，信号ICS的可编程性(progammability)是通过电阻RG的分配提供的， 而所述的可编程性在电压调节器的偏差函数(function)即提供与负载所要求的 电流成比例的所要求的输出电压特征时很有用。
本发明最好规定如上所述的电压转换器读数是通过电感L的完微分得到的， 也就是说，独立于由于线路板铜迹线的寄生电阻。
具体说来，图10示出了用于双相转换器的技术方案。
电路结构和上述基本一样，为简单起见，与原先所指的有相同结构和功能的 元件的标号保持相同。
根据本实施例的图10最好具有检测电路8或包含将电压调节器的两个相位中 的每一个输出的电压VPHASE1，VPHASE2相加的加法器电路9的滤波电路，但图中没 有示出。
方便地，加法器电路9通过插入电阻RS在加法器节点30处输出加上了VPHASE1， VPHASE2的电压，每个对应一个相位。
检测电路8最好包含两个电容CCS，每个对应一个相位，插入于加法器节点30 和电压调节器的第一和第二感应电路5a、5b的输出VOUT1和VOUT2之间。这些 电容CCS为检测电路8的限定了一个滤波电路特征。
便利的是，根据本实施例的电压调节器包含放大器10，本特例中为在电压电 流结构V/I中的运算放大器。
转换器结构V/I中的运算放大器10最好在加法器节点30处连接到第一非反 向端11，而在第二加法器电路35处连接到第二反向端12或者虚地。
第二加法器电路35使得两个调节器相位中的每一个的第一和第二感应电路 5a、5b输出的电压VOUT1、VOUT2相加，并且通过插入电阻RG将相加的电压带至 第二端12。
这样，运算放大器10输出的电流信号Ics与两电流相位IPHASE1，IPHASE2的总和 直接成比例，并且因此与电压调器输出的总电流IOUT直接成比例，符合下列关系 式：
$I_{\mathrm{INFO}}=\frac{R_L}{R_G}·(I_{\mathrm{PHASE}1}+I_{\mathrm{PHASE}2})$
此外，最好只用分别连接于运算放大器10的第一输入11和第二输入端12的 两个管脚CS+eCS-，就可以读取电压调节器电流IOUT。
现在分析上述结构的电压调节器的工作。参考图11，首先介绍对应于检测电 路8产生的滤波。
很明显，两个调节器相位中的每一个具有线圈网络或感应电路5a、5b，包 含与寄生电阻RL串联的电感L。线路板上的迹线产生分别用RP1和RP2表示的 电阻，与电阻RL串联。
从信号的观点考虑，可以认为电压调节器输出端VOUT是设在接地电压的。
可通过下列关系式容易地计算出电流读数所需的位于两个相位中的每一个的 电感L的输出处产生的电压VINFO1和VINFO2：
$V_{\mathrm{INFO}1}\left(s\right)=V_{\mathrm{PHASE}1}\left(s\right)·\frac{1}{1+s·L/R_L}+V_{\mathrm{OUT}1}·\frac{s·L/R_L}{1+s·L/R_L}$
$V_{\mathrm{INFO}2}\left(s\right)=V_{\mathrm{PHASE}2}\left(s\right)·\frac{1}{1+s·L/R_L}+V_{\mathrm{OUT}2}·\frac{s·L/R_L}{1+s·L/R_L}$
$V_{\mathrm{INFO}}\left(s\right)=\frac{V_{\mathrm{PHASE}1}\left(s\right)+V_{\mathrm{PHASE}2}\left(s\right)}{2}·\frac{1}{1+s·R_S·C_{\mathrm{CS}}}+\frac{V_{\mathrm{OUT}1}\left(s\right)+V_{\mathrm{OUT}2}\left(s\right)}{2}·\frac{s·R_S·C_{\mathrm{CS}}}{1+s·R_S·C_{\mathrm{CS}}}$
因此，平均值为：
$V_{\mathrm{INFO}}=\frac{R_L·(I_{\mathrm{PHASE}1}+I_{\mathrm{PHASE}2})}{2}+\frac{(V_{\mathrm{OUT}1}+V_{\mathrm{OUT}2})}{2}$
这是在节点30(也就是在运算放大器10的非反向端11)上的电压。
如可以注意到的那样，电压值VINFO为全微分，也就是说，独立于由于线路 板铜迹线引起的寄生电阻值RP1和RP2值。
根据下列公式，电压电流转换器结构V/I中的运算放大器10和介于带有虚地 的放大器10的反向端和感应电路5a、5b各输出电压VOUT1和VOUT2之间的电阻 RG的存在，产生输出电流信号Ics：
$I_{\mathrm{INFO}}=\frac{R_L}{R_G}·(I_{\mathrm{PHASE}1}+I_{\mathrm{PHASE}2})$
因此，该电流读数是全微分，并且所提供的技术方案使其只用两个管脚就能 被检测到。
很明显，所描述的技术方案可以用于N相调节器，如图12所示的例子。
所示的多相电压调节器100是适合在输出端25提供经调节的输出电压VOUT 的类型，并且是包含彼此并联的多个N个开关3a 3b，..3n，每个旨在提供各电流 相位IPHASE1，IPHASE2，...IPHASEN，它们彼此相加以产生连接到输出端25上的总负载 COUT的总电流。
调节器100还有相应的多个N个感应电路5a 5b，..5n，每个电路介于N个开 关3a 3b，...3n的每一个的输出节点20a，20b，..20n和上述输出端25之间。
此外，调节器100拥有的检测电路8包含加法器电路9，以将N个开关3a 3b，...3n 的每个输出节点20a 20b，..20n中每一个的电压相加以及由检测电路8在加法器节 点30处加入电压。
加法器电路9对于开关3a 3b，..3n中的每一个包含介于每个输出节点20a， 20b，..20n和加法器节点30之间的电阻RS。
此外，检测电路8对于N个感应电路5a，5b，..5n中的每一个包含介于上述N 个感应电路5a，5b，..5n和加法器节点30之间的电容CCS，这对于检测电路8限定 了一个滤波特性。
而且，调节器100包含一个带有连接到加法器节点30的第一非反向端11以 及带有连接到输出端25的第二反向端12的放大电路10，以输出与总电流IOUT 成比例的电流ICS。
根据本实施例，最好放大器10的第二端12连接到第二加法器电路35，以把 从多个N个感应电路5a，5b，..5n输出的电压VOUT1，VOUT2，...VOUTN相加并且把相 加的电压送至第二端12。
便利地，放大器10的第一11和第二端12为调节器100分别限定了两个可能 的插脚CS+、CS-，使控制器15适于识别调节器100的输出电压。
本实施例考虑了在调节器100上的因为线路板铜迹线可能产生的寄生电阻， 可视为与N个感应电路5a，5b，..5n的电阻RL和调节器100的输出节点25串联的 多个电阻RP1，RP2，..RPN。
通过概括上述关系式，为类似的双位调节器，得到：
$\frac{L}{R_L}=R_S·C_{\mathrm{CS}}$时间常数匹配关系式
$I_{\mathrm{INFO}}=\frac{R_L}{R_G}·\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}{I}_{\mathrm{PHASE},i}$信息信号
其中，I代表相位的数量。
从确定IINFO的关系式，可以看出，信号IINFO的可编程性是如何受控于电阻RG 的大小，这可用于偏差函数可编程性。
因此，本发明的主要优点是获取与相位电流的总和因此也与电压调节器输出 的总电流直接成比例的电流信号，并且是完全全微分，独立于线路板寄生电阻， 只需要最少量的外部元件，诸如运算放大器10、2N个电阻和N个外部电容Ccs， 同时只需要两个管脚CS+、CS-来检测提供的电流值。
很明显，通过两个插脚CS+、CS-的检测而可以读取的电流信号能被用于产 生偏差函数或者用在任何其它请求需要关于通过完全全微分调节器输出的总电流 的信息。
图13所示的是本发明提供的更进一步的技术方案，适于检测通过只使用两个 管脚来检测调节器提供的然而只使用一个输出电容的完全全微分的总电流值。
$V_{\mathrm{INFO}1}\left(s\right)=V_{\mathrm{PHASE}1}\left(s\right)·\frac{1}{1+s·L/R_L}+V_{\mathrm{OUT}1}·\frac{s·L/R_L}{1+s·L/R_L}$
$V_{\mathrm{INFO}2}\left(s\right)=V_{\mathrm{PHASE}2}\left(s\right)·\frac{1}{1+s·L/R_L}+V_{\mathrm{OUT}2}·\frac{s·L/R_L}{1+s·L/R_L}$
$V_{\mathrm{INFO}}\left(s\right)=\frac{V_{\mathrm{PHASE}1}\left(s\right)+V_{\mathrm{PHASE}2}\left(s\right)}{2}·\frac{1+s·R_L/2·C_{\mathrm{CS}}}{1+s·\left(\frac{R_S+R_Z}{2}\right)·C_{\mathrm{CS}}}+\frac{V_{\mathrm{OUT}1}\left(s\right)+V_{\mathrm{OUT}2}\left(s\right)}{2}·\frac{s·R_S/2·C_{\mathrm{CS}}}{1+s·\left(\frac{R_S+R_Z}{2}\right)·C_{\mathrm{CS}}}$
该技术方案基本上类似于上面描述的技术方案，在检测电路8的滤波特性上 有变化，实际上只有一个单个电容CCS。
检测电路8最好在加法器9的输出端处具有连接到节点30的单个电容，而电 容CCS的另一端连接到加法器电路40，以通过插入电阻RZ，将每个相位的第一 和第二感应电路5a，5b输出的电压VOUT1和VOUT2相加。
如图14所示，分析根据本实施例的电压调节器工作。
$V_{\mathrm{INFO}1}\left(s\right)=V_{\mathrm{PHASE}1}\left(s\right)·\frac{1}{1+s·L/R_L}+V_{\mathrm{OUT}1}·\frac{s·L/R_L}{1+s·L/R_L}$
$V_{\mathrm{INFO}2}\left(s\right)=V_{\mathrm{PHASE}2}\left(s\right)·\frac{1}{1+s·L/R_L}+V_{\mathrm{OUT}2}·\frac{s·L/R_L}{1+s·L/R_L}$
$V_{\mathrm{INFO}}\left(s\right)=\frac{V_{\mathrm{PHASE}1}\left(s\right)+V_{\mathrm{PHASE}2}\left(s\right)}{2}·\frac{1+s·R_Z/2·C_{\mathrm{CS}}}{1+s·\left(\frac{R_S+R_L}{2}\right)·C_{\mathrm{CS}}}+\frac{V_{\mathrm{OUT}1}\left(s\right)+V_{\mathrm{OUT}2}\left(s\right)}{2}·\frac{s·R_S/2·C_{\mathrm{CS}}}{1+s·\left(\frac{R_S+R_Z}{2}\right)·C_{\mathrm{CS}}}$
假设
$\frac{L}{R_L}=\frac{R_S}{2}·C_{\mathrm{CS}}$
RS＞＞RZ
得到
$V_{\mathrm{INFO}}\left(s\right)=\frac{V_{\mathrm{PHASE}1}\left(s\right)+V_{\mathrm{PHASE}2}\left(s\right)}{2}·\frac{1+s·R_Z/2·C_{\mathrm{CS}}}{1+s·L/R_L}+\frac{V_{\mathrm{OUT}1}\left(s\right)+V_{\mathrm{OUT}2}\left(s\right)}{2}\frac{s·L/R_L}{1+s·L/R_L}$
从该关系式可以看出如何通过选择电阻值RZ和电容值CCS的这些值使得在比 现有纹波电流高得多即在至少十倍(decade)的频率下生成零在，从而获得一个 正确的电流测量值。
因此，在现有的纹波频率下，对应于双相调节器情况的2fSW，以及一般N相 调节器的N*fSW，电压值VINFO对应于：
$V_{\mathrm{INFO}}\left(s\right)\cong \frac{V_{\mathrm{INFO}1}+V_{\mathrm{INFO}2}}{2}$
因此运算放大器10的正输入端处的电压值对应于：
$V_{\mathrm{INFO}}\cong \frac{R_L·(I_{\mathrm{PHASE}1}+I_{\mathrm{PHASE}2})}{2}+\frac{(V_{\mathrm{OUT}1}+V_{\mathrm{OUT}2})}{2}$
而运算放大器输出的电流值IINFO对应于：
$I_{\mathrm{INFO}}=\frac{R_L}{R_G}·(I_{\mathrm{PHASE}1}+I_{\mathrm{PHASE}2})$
本实施例的一个明显优势是只用两个管脚、一个运算放大器10、六个电阻以 及只有一个外部电容，来检测调节器输出的电流，然而同时却通过独立于可以在 线路板中迹线产生的寄生电阻的全微分电流读数来得到与相位电流总和直接成比 例的电流信号其。
本方案明显可以应用于特别如图15所示的N相位电压调节器。
所示的多相电压调节器100是适合在输出端口25上提供输出电压VOUT的那 种类型，并包含相互并联结构的多个N个开关3a 3b，..3n，每个开关旨在提供彼 此迭加的各电流相位IPHASE1，IPHASE2，...IPHASEN，，以产生对连接到输出端25的总 负载COUT的总电流IOUT。
调节器100还具有对应的多个N个感应电路5a 5b，..5n，每个电路介于N个 开关3a 3b，...3n的每个的输出节点20a，20b，..20n和上述输出端25之间。   此外，调节器100拥有检测电路8，它包括加法器电路9，用以将N个开关3a 3b，...3n的输出节点20a 20b，..20n中的每一个的电压相加，并且使检测电路8输 出的相加电压输入到加法器节点30上。
对于每个开关3a 3b，..3n，加法器电路9包括介于每个输出节点20a，20b，..20n 和加法器节点30之间的电阻RS。
此外，检测电路8包括加法器电路40，以通过电阻RZ将，由上述N个感应 电路5a，5b，..5n输出的电压相加，并使相加的电压输出到具有连接到加法器30的 输出的电容CCS的输入处。电容CCS为检测电路8限义了的滤波特性。
而且，调节器100包括放大电路10，其具有连接于加法器节点30的第一非 反向端1和连接于输出端25的第二反向端12，用于输出与总电流IOUT成比例 的电流ICS。
根据本实施例，放大器10的第二端12最好连接于第二加法器电路35，用于 将从N个感应电路5a，5b，..5n中的多个输出的电压VOUT1，VOUT2，...VOUTN相加， 并将相加的电压送至第二端口12。
便利地，放大器10的第一11和第二端12分别为调节器100限定了两个可能 的管脚CS+、CS-，使控制器15适于识别调节器100的输出电压。
本实施例考虑了在调节器100中的由于线路板铜迹线引起的可能的寄生电 阻，其用与N个感应电路5a，5b，..5n的电阻RL以及调节器100的输出节点25串 联的多个电阻RP1，RP2，..RPN。
根据上述对双相情况的关系式推广至N相调节器，有：
$\frac{L}{R_L}=\frac{R_S·C_{\mathrm{CS}}}{N}$时间常数匹配关系式
$I_{\mathrm{INFO}}=\frac{R_L}{R_G}·\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}{I}_{\mathrm{PHASE},i}$信息信号
$\frac{R_Z}{N}·C_{\mathrm{CS}}<\frac{1}{2·\pi ·10·N·f_{\mathrm{SW}}}\to R_Z·C_{\mathrm{CS}}<\frac{1}{20·\pi ·f_{\mathrm{SW}}}$
可以注意到，电阻的大小必须满足的关系独立于调节器相位的数量N，因为 电流纹波频率等于N·fSW，而零等价电阻等于RZ/N。
根据本发明实现的电压调节器的主要优势是直接读取与电压调节器提供的总 电流值成比例的电流值。
本电压调节器的更进一步的优势是只用两个独立于存在着的电流相位数目的 管脚来读取上述与总电流成比例的电流值。
根据本发明实现的电压调节器的更进一步的优势是提供一种可靠的、简单以 及经济的电路结构，其需要的外部元件最少，即，(N+1)个外部电阻，一个电容 和一个单个放大器。特别是，所需的单个电容可以是很可靠的类型。
本电压调节器的另一个优势是提供了一种紧凑结构，因此对于在硅片上集成 和在线路板上安装的表面积最小。
根据本发明实现的电压调节器的优势是，由于相对于温度的读数精度，实际
上单个电流相位的读取是在电感L的寄生电阻RL上进行的。
更进一步的大的优势是由于检测的电流测量值为全微分，所以，不会受到由 于线路板铜迹线引起的引用板上寄生电阻值的影响。
最后但不是最终的是，关于通过调节单电阻RG值或者值都相同的N个电阻 RG，对偏差函数的编程，通过使用由N个电阻RS和N个电容CCS或者单电容CCS 和N个电阻RZ确定的滤波而获得的独特的简洁的技术方案，这是个极其经济的 技术分案。