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电压调节电路

阅读：194发布：2021-02-24

IPRDB可以提供电压调节电路专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本发明提供一种电压调节电路，用于调节功率因数校正电路的母线电压，其特征在于，所述电压调节电路根据所述功率因数校正电路后级电路的控制信号产生调节信号，将所述调节信号叠加在所述功率因数校正电路的母线电压采样反馈端；本发明提供的电压调节电路对功率因数校正电路输出母线电压进行调整，进而实现对后级电路特性的改善，尤其改善含有谐振直流/直流变换器的后级电路性能，在后级电路输出电压较低时降低功率因数校正电路的母线电压，后级电路输出电压较高时提高功率因数校正电路的母线电压，可优化功率因数校正电路后级电路的性能，提高效率，成本低廉，性能稳定，使磁性器件易于设计，易于推广使用。，下面是电压调节电路专利的具体信息内容。

权利要求

1. 一种电压调节电路，用于调节功率因数校正电路的母线电压，其特征在于，所述电压调节电路根据所述功率因数校正电路后级电路的控制信号产生调节信号，将所述调节信号叠加在所述功率因数校正电路的母线电压采样反馈端。

2. 根据权利要求1所述的电压调节电路，其特征在于，所述电压调节电路包括产生方波信号的方波发生器和对所述方波信号滤波形成调节信号的滤波器，所述方波发生器接收功率因数校正电路后级电路的控制信号，产生的方波信号经滤波器形成调节信号输出。

3. 根据权利要求2所述的电压调节电路，其特征在于，所述方波发生器为单片机或数字信号处理器，所述单片机或数字信号处理器根据所述功率因数校正电路后级电路的控制信号调节所述方波信号的占空比。

4. 根据权利要求2所述的电压调节电路，其特征在于，所述方波发生器采用含有波形发生器功能的微处理器，或采用硬件电路实现，或采用脉宽调制器件、 555定时器和/或普通运算放大器/比较器。

5. 根据权利要求2所述的电压调节电路，其特征在于，所述滤波器是滤除交流成分，输出直流成分的有源滤波器或无源滤波器。

6. 根据权利要求2所述的电压调节电路，其特征在于，所述滤波器包括第一三极管、第一电阻、第二电阻和第一电容，所述第一三极管的基极通过所述第一电阻连接到所述方波发生器输出端，集电极连接供电电源，发射极通过所述第二电阻和第一电容与所述功率因数校正电路的母线电压采样反馈端连接。

7. 根据权利要求1所述的电压调节电路，其特征在于，所述电压调节电路包括运算器，根据所述功率因数校正电路后级电路的控制信号，对所述控制信号运算形成调节信号输出。

8. 根据权利要求7所述的电压调节电路，其特征在于，所述控制信号为模拟电压，所述运算器对所述控制信号的运算包括检测、分压和/或放大。

9. 根据权利要求1至8中任一权利要求所述的电压调节电路，其特征在于，所述调节信号以函数关系方式叠加在所述功率因数校正电路的母线电压采样反馈端，所述函数关系方式包括相加、相减、相乘和/或相除。

10. 根据权利要求1至8中任一权利要求所述的电压调节电路，其特征在于，所述功率因数校正电路和直流/直流变换器电路串接形成整流器电路，所述电压调节电路串接在所述功率因数校正电路和直流/直流变换器电路之间；所述直流/ 直流变换器电路包括全桥串/并联谐振电路、半桥串/并联谐振电路或LLC谐振电路及其变形拓扑，或移相全桥、正激、反激或全桥/半桥硬开关整流器及其变形拓扑。

说明书全文

技术领域

本发明涉及基本电子电路领域，特别涉及电压调节电路。

背景技术

现有的有源功率因数校正技术应用电流反馈技术，使输入端电流波形跟踪交流输入正弦电压波形，可以使电流接近正弦，从而使输入端电流THD得到优化，而功率因数可以提高到0.99甚至更高。THD(Total Harmonic Distortion)是用电器源电流谐波含量占基波电流含量百分比。
从原理上说，任何一种直流/直流变换器(即DC/DC变换器)拓扑，如Buck、 Boost、flyback等，都可以用作有源功率因数校正的主电路。但是，由于Boost 变换器的特殊优点，应用于功率因数校正电路更广泛。
一般有源功率因数校正电路采用UC3854、L4981等功率因数校正专用控制芯片实现输入电流对交流输入正弦电压的跟踪，但传统功率因数校正芯片控制芯片存在一个问题，即控制芯片的电压环基准均为固定值，即功率因数校正电路输出母线电压为固定值，在此将功率因数校正电路的输出电压称之为功率因数校正电路母线电压；而功率因数校正电路的后级电路一般接直流/直流变换器(DC/DC 变换器)，或者直流/交流变换器(DC/AC变换器)，在一些情况下，需要改变功率因数校正电路母线电压，来解决后级拓扑特定输出情况下出现的问题。一般直流 /直流变换器可采用谐振变换器、移相全桥变换器、正激变换器等。
以串联谐振变换器为例，串联谐振直流/直流变换器采用谐振变换技术，由于谐振元件工作在正弦谐振状态，开关管上的电压自然过零，可以实现零电压开通，电源损耗很小。这种拓扑通常采用变频调制(Pulse frequency modulation，简称PFM)方式，通过改变工作频率来稳定输出电压。图1为半桥SRC串联谐振直流/直流变换器的基本形式，在对该电路采用变频调制控制时，两个开关管S1、 S2互补对称驱动，各导通50％(此为理想值，如考虑死区的设置应为略小于50％) 的开关周期。电源输出电压增益M与工作频率f的关系为：
(1)

M = \frac{V_{O}}{V_{in}} = \frac{0.5}{Q_{s} | \frac{f}{f_{r}} - \frac{f_{r}}{f} |}

其中，Vo与Vin分别为输出、输入电压，f为工作频率，
(2)

f_{r} = \frac{1}{2 π \sqrt{Lr \cdot Cr}}

(3)

Q_{s} = \frac{2 π f_{r} L_{r} P_{o}}{{U_{o}}^{2}},

fr为谐振频率，Lr为谐振电感值，Cr为谐振电容值，Po 为输出功率。
从式(1)中可以发现，当工作频率f大于谐振频率fr时，工作频率越高，电压增益M越低；同理，当工作频率f于谐振频率fr时，工作频率越低，电压增益 M越低。串联谐振拓扑控制频率f与输出电压Vo的关系曲线如图2所示。由图2可以发现，串联谐振变换器一个主要的难点问题在于轻载和空载条件下输出电压难以稳定。当控制频率大于谐振频率fr，串联谐振拓扑的输出电压随着控制频率的升高而降低，当负载减小至轻载状态时，输出电压趋于平缓，这样为了稳定电压，工作频率需要升得很高，但是工作频率范围过宽会带来磁性器件难以优化的问题。
同时，工作频率越高，电路损耗也越大。如图3所示，为串联谐振变换器工作频率等于谐振频率时的驱动信号与电流波形图。从图中可以看出，开关管关断电流很小。而工作频率高于谐振频率时，如图4所示，关断电流迅速增大，并且工作频率也比等于谐振频率时要高。这会导致开关管开关损耗迅速上升，从而带来可靠性问题。
此外，当负载接近空载，因为工作频率过高及寄生参数谐振的原因，输出电压反而有可能会上升，导致无法进行负反馈控制。因此在电源行业中，有人在输出端加上固定的负载，利用这种方法在轻载和空载条件下稳定输出电压，但这样会增加空载损耗，降低电源效率。
当串联谐振变换器输出电压较高时，又要求工作频率较低，这样，对于串联谐振变换器，额定输出就不能设计在工作频率等于谐振频率处，额定状态下的效率得不到最优化设计；并且，磁性器件设计要依照最低频率来算磁通密度，因此，磁性器件的体积相应也按照最低工作频率设计，磁性器件难以优化。
综上所述，对带有功率因数校正电路的整流器电路进行单纯的变频控制会导致工作频率范围过宽甚至失效，带来磁性元件难以优化和电路损耗过大的问题，以及反馈控制难以设计的问题，所以简单的调频控制无法满足轻载或空载时输出稳压的要求。
上面以半桥串联谐振电路为例说明了调频控制方式存在的缺陷，同样的，全桥串联谐振电路的现象与半桥串联谐振现象是完全相同的。从理论上讲，所有的调频控制的谐振电路都存在类似的问题。
再以移相全桥电路为例，其额定输出一般希望设计在等效占空比接近满占空比(不考虑占空比丢失)的情况下，才能使有效值电流减小，从而在使用MOSFET 的情况下获得额定输出情况下的较高效率。但是，对于宽输出范围的移相全桥电路来讲，还要考虑能够输出额定电压之上的最高电压，因此，只能将额定电压输出的占空比设计在小于电路允许的最大占空比之下，这样开关管损耗得不到最优化设计。

发明内容

本发明目的在于提供电压调节电路，对调节功率因数校正电路的母线电压进行调节。
本发明提供的电压调节电路，用于调节功率因数校正电路的母线电压，电压调节电路根据功率因数校正电路后级电路的控制信号产生调节信号，将调节信号叠加在功率因数校正电路的母线电压采样反馈端。该电压调节电路包括产生方波信号的方波发生器和对方波信号滤波形成调节信号的滤波器，方波发生器接收功率因数校正电路后级电路的控制信号，产生的方波信号经滤波器形成调节信号输出。优选的，方波发生器为单片机或数字信号处理器，单片机或数字信号处理器根据功率因数校正电路后级电路的控制信号调节方波信号的占空比；或采用含有波形发生器功能的微处理器，或采用硬件电路实现，或采用脉宽调制器件、555 定时器和/或普通运算放大器/比较器。优选的，滤波器是滤除交流成分，输出直流成分的有源滤波器或无源滤波器。滤波器包括第一三极管、第一电阻、第二电阻和第一电容，第一三极管的基极通过第一电阻连接到方波发生器输出端，集电极连接供电电源，发射极通过第二电阻和第一电容与功率因数校正电路的母线电压采样反馈端连接。上述电压调节电路优选的包括运算器，根据功率因数校正电路后级电路的控制信号，对控制信号运算形成调节信号输出。上述控制信号为模拟电压，运算器对控制信号的运算包括检测、分压和/或放大；而调节信号以函数关系方式叠加在功率因数校正电路的母线电压采样反馈端，函数关系方式包括相加、相减、相乘和/或相除。优选的，上述功率因数校正电路和直流/直流变换器电路串接形成整流器电路，电压调节电路串接在功率因数校正电路和直流/直流变换器电路之间；直流/直流变换器电路包括全桥串/并联谐振电路、半桥串/ 并联谐振电路或LLC谐振电路及其变形拓扑，或移相全桥、正激、反激或全桥/ 半桥硬开关整流器及其变形拓扑。
本发明提供的电压调节电路，对功率因数校正电路输出母线电压进行调整，进而实现对后级电路特性的改善，尤其改善含有谐振直流/直流变换器的后级电路性能，在后级电路输出电压较低时降低功率因数校正电路的母线电压，后级电路输出电压较高时提高功率因数校正电路的母线电压，可优化功率因数校正电路后级电路的性能，提高效率，成本低廉，性能稳定，使磁性器件易于设计，易于推广使用。

附图说明

图1是本发明现有技术的串联谐振变换器电路图；
图2是本发明现有技术的串联谐振变换器工作频率与输出电压关系曲线图；
图3是本发明现有技术的串联谐振变换器工作频率等于谐振频率时的驱动波形与谐振电流波形图；
图4是本发明现有技术的低压串联谐振变换器工作频率大于谐振频率时的驱动波形与谐振电流波形图；
图5是本发明第一实施例的示意图；
图6是本发明第一实施例用于整流器电路的示意图；
图7是本发明第二实施例用于另一整流器电路的示意图。
本发明目的的实现、功能特点及优点将结合实施例，参照附图做进一步说明。

具体实施方式

参照图5，示出第一实施例的电路。本实施例的电压调节电路包括方波发生器111和滤波器112，其中方波发生器111采用单片机方波发生器，该单片机接收后级电路发出的控制信号，根据所述控制信号由单片机软件实现方波信号占空比的调节，发出可调节占空比的方波信号。滤波器112为低通滤波器，包括三极管 Q1、电阻R1、电阻R2和电容C1，三极管Q1的基极通过电阻R1连接到方波发生器111 的输出端，三极管Q1的集电极连接供电电源，发射极通过电阻R2和电容C1与采样反馈端106连接。滤波器112对方波发生器产生的方波信号进行功率放大、滤波得到直流电压即调节信号，传送给PFC电路的母线电压采样反馈端106。三极管功率放大电路的目的在于减小方波发生器的输出阻抗。PFC电路的母线电压采样反馈端106电压改变，则PFC电路的母线电压(Vout)改变。
其中三极管Q1可减小方波发生器的输出阻抗，以得到更好的占空比/调节电压的对应关系。
当方波发生器111产生的方波占空比增大，则经过滤波器112后的直流电压也相应增大，PFC电路的控制芯片电压环反馈端电压Vfeedback也升高，则PFC电路的母线电压降低；相应地，减小方波信号的占空比，则PFC电路的控制芯片电压环反馈端电压Vfeedback降低，则PFC电路的母线电压降低。方波发生器111产生的方波信号占空比与PFC电路的母线电压之间为负单调的关系。
但方波发生器111产生的方波信号占空比与PFC电路的母线电压之间的逻辑关系并非仅限于负单调关系，在滤波器112和方波发生器111之间设置反相器，可使方波发生器111产生的方波信号占空比与PFC电路的母线电压之间成为正单调的关系。
本实施例的滤波器112输出的直流调节电压与PFC电路的母线电压采样反馈端为相加叠加的关系，实际上，还可以采用相减、相乘、相除等更加灵活的逻辑和函数关系。
参照图6，示出本实施例用于PFC电路的示意图，现有的平均电流控制有源功率因数校正电路包含交流输入源Vac 101、EMI滤波器102、输入整流桥103、PFC 功率电路104及其后级电路1041、基于PFC电路控制芯片的控制电路105、PFC电路母线电压(Vout)采样电路106、PFC电流(Ipfc)采样电路107、PFC电路母线电压的输入电压有效值(Vrms)采样电路108、PFC输入电压有效值(Vac)采样电路109和驱动电路110。其中后级电路1041为直流/直流变换器电路，包括功率及控制部分。
在现有带有平均电流控制有源PFC电路的整流器电路中加入本实施例的方波发生器111和滤波器112，使方波发生器111的输入端与后级电路中直流/直流变换器的控制单元连接，输出端与滤波器112的输入端连接，滤波器112的输出端与整流器电路的PFC电路母线电压(Vout)采样电路106连接，通过后级电路直流/直流变换器控制单元控制信号的变化，方波发生器111和滤波器112生成变化的调节信号，将调节信号输入PFC电路母线电压(Vout)采样电路106，影响采样反馈端电压，进而改变整流器电路的PFC母线电压。
本实施例中的PFC控制芯片可以是UC3854、L4981等有源功率因数校正控制芯片；后级电路可以是直流/直流变换器，也可以是单纯负载。EMI滤波器102为可选器件，可根据整流器电路的设计要求及是否需要选择是否带有EMI滤波器102。
本实施例中决定PFC电路输出电压值的部分为PFC电路母线电压(Vout)采样电路106的反馈电压及基于PFC控制芯片的控制电路105的内部电压基准值。所述内部电压基准值由于固化在控制芯片内部，因此不能改变。
如果是由带有模拟/数字(A/D)采样功能的微处理器来实现方波发生功能，则可通过模拟/数字转换功能实现对所述后级电路信号(电压或者电流信号)进行采样，再通过微处理器内部运算，转换成可变占空比方波输出；所述方波发生器如果采用硬件电路方案，则包含负载信号采样模块(如简单电阻分压采样电路)、运算模块(如功率放大或者加/减/乘/除等运算放大电路)及方波发生模块。
上述实现调节PFC母线电压的方式为通过方波发生器和滤波器的方法。除此之外，还可以通过将所述后级电路输出信息经过一定的模拟变换叠加在PFC电路的控制电路电压反馈端，同样可以达到调节PFC母线电压的目的。可以定义一个电压调节电路来实现该功能。
上述后级电路可以为直流/直流变换器，带有整流环节、功率因数校正环节、直流/直流变换环节的整体电路我们称之为整流器。PFC电路的后级电路可以是全桥串/并联谐振电路、半桥串/并联谐振电路或LLC谐振电路及其变形拓扑，或移相全桥、正激、反激或全桥/半桥硬开关整流器及其变形拓扑。通过采用本专利的电压调节电路，能够改善PFC电路的后级电路，尤其是所述整流器的直流/直流变换部分电路的性能。
在此提出本发明第二实施例，本发明第二实施例采用运算器实现电压调节电路，该运算器应用于一PFC电路的示意图参照图7。
本实施例中PFC电路和直流/直流变换器电路即后级电路220串接形成整流器电路，其中PFC电路包含交流输入源Vac、PFC功率电路204、基于PFC控制芯片的控制电路205、PFC电路母线电压(Vout)采样电路206、PFC电流(Ipfc)采样电路207和驱动电路210；直流/直流变换器电路220包括负载2041、直流/直流变换器功率单元214、直流/直流变换器驱动单元215、直流/直流变换器控制单元216 以及直流/直流变换器输出电压Vdc采样单元217。
在上述整流器电路中加入本实施例的运算器211，该运算器211的输入端与直流/直流变换器控制单元216连接，输出端输出Vadj到PFC电路母线电压(Vout) 采样电路206。
该运算器211接收直流/直流控制单元216发出的控制信号Vdc，经检测、分压和/或放大运算，形成调节信号Vadj，改变对采样反电路206电压，进而改变PFC 电路母线电压(Vout)。当控制信号Vdc符合PFC电路母线电压(Vout)采样电路 206的输入电压条件时，运算器211可不经运算，直接将控制信号Vdc作为调节信号Vadj输出。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。

标题	发布/更新时间	阅读量
电压调节设备-专利编号CN101238423B	2020-05-11	92
一种冲击电压发生器-专利编号CN105044410A	2020-05-11	582
电压调节设备-专利编号CN101238423A	2020-05-11	769
一种直流电压发生器-专利编号CN101493476A	2020-05-12	754
一种电压调节装置-专利编号CN103576823A	2020-05-11	716
一种电压调节装置-专利编号CN103576823B	2020-05-12	995
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