在被IC化的振荡器中，利用运算放大器构成AFC功能(Automatic Frequency Control：自动频率控制功能)。即，通过控制运算放大器的电 阻值，任意变更外部电压的增益和基准值，来校正IC个体之间的电气特 性的偏差，由此使用一种IC调节得到对应于客户的多种规格的AFC特 性。图11是以往利用运算放大器构成AFC功能的电路图。在该AFC电 路中，来自VCONT端子的控制电压输入构成AFC增益调节电路34的 运算放大器30。通过根据存储在存储器中的存储器数据调节电阻R10来 进行该运算放大器30的增益调节。并且，AFC电路的基准调节通过构成 基准调节电路35的运算放大器31进行。并且，通过根据存储在存储器 中的存储器数据调节电阻R11来进行运算放大器31的基准调节。这些电 压被运算放大器32放大而成为VAFC，施加给振荡电路36的变容二极管 (varactor)33。
专利文献1日本特开2005-303388号公报
专利文献2日本特开2006-033092号公报
专利文献3日本特开2006-086679号公报
但是，使用图11所示的以往的运算放大器，存在会对AFC用变容 二极管33(可变容量二极管)施加不必要的电压噪声、使C/N劣化的问 题。并且，在使用运算放大器时，需要相位补偿用电容器，IC需要额外 的芯片面积，这成为小型化的障碍。

本发明就是鉴于上述问题而提出的，其目的在于，提供一种为了任 意变更控制电压的增益和基准值，由开关元件构成电阻分压电路的电压 控制振荡器，其缩小了IC的芯片面积，并且实现了AFC电压的低噪声 化和C/N改善。
本发明为了解决上述问题，权利要求1提供一种电压控制振荡器， 其根据从外部控制电压端子提供的控制电压来控制振荡器的振荡频率， 其特征在于，该电压控制振荡器具有通过调节基准电压而生成基准偏置 电压的基准偏置电压生成单元、和对所述控制电压的增益进行调节的增 益调节电路，所述增益调节电路具有多个电阻和多个开关元件，通过控 制所述多个开关元件，在所述基准偏置电压和所述外部控制电压端子之 间形成分压电路，而产生AFC电压。
本发明是权利要求1的省略了驱动电路的装置。即，通过手动接通/ 断开开关元件来形成分压电路。
权利要求2的特征在于，所述增益调节电路具有多个电阻、多个开 关元件和驱动所述各个开关元件的驱动电路，通过利用所述驱动电路控 制所述多个开关元件，在所述基准偏置电压和所述外部控制电压端子之 间形成分压电路，而产生AFC电压。
本发明使增益调节电路具有多个电阻和连接各个电阻的开关元件， 根据开关元件的连接方法形成基于电阻的分压电路。并且，各个开关元 件通过驱动电路而接通/断开。
权利要求3的特征在于，根据所述多个开关元件的断开/接通状态， 所述分压电路将控制电压直接或通过至少一个以上的所述电阻连接到所 述基准偏置电压生成单元，由此变更所述AFC电压，其中，所述控制电 压是通过与所述外部控制电压端子连接的串联电阻提供的。
为了根据基准偏置电压和控制电压来调节AFC电压，在基准偏置电 压生成单元和外部控制电压端子之间插入分压电路，改变分压电路的分 压比。即，根据多个开关元件的断开/接通状态，分压电路将控制电压直 接或通过至少一个以上的电阻连接到基准偏置电压生成单元，由此改变 分压比，其中，该控制电压是通过与外部控制电压端子连接的串联电阻 提供的。
权利要求4的特征在于，所述基准偏置电压生成单元具有设于所述 基准电压和接地之间的多个串联电阻、和与该串联电阻中至少一个以上 串联电阻并联连接的开关，通过断开/接通所述开关，变更所述串联电阻 的分压比，从而设定所述基准偏置电压。
调节基准偏置电压的最简单的方法是对多个串联电阻设置开关，通 过接通/断开该开关来变更电阻分压比。
权利要求5的特征在于，向所述电压控制振荡器的变容二极管的一 个端子施加所述基准电压，向所述变容二极管的另一个端子施加所述 AFC电压。
通过向振荡器的变容二极管的两端施加基准电压和AFC电压，即使 变容二极管被施加同相噪声时，该噪声的相位也相同，所以具有抵消噪 声的效果。
根据权利要求1的发明，增益调节电路具有多个电阻和连接各个电 阻的开关元件，通过手动接通/断开开关元件来形成分压电路，所以能够 更加低成本地通过降低噪声来改善C/N。
并且，在权利要求2中，增益调节电路具有多个电阻和连接各个电 阻的开关元件，根据开关元件的连接方法形成基于电阻的分压电路，所 以不需要电容器，可以缩小IC芯片的面积，而且能够通过降低噪声来改 善C/N。
并且，在权利要求3中，分压电路根据多个开关元件的断开/接通状 态将控制电压，直接或通过至少一个以上的电阻连接到基准偏置电压生 成单元，其中，该控制电压是通过与外部控制电压端子连接的串联电阻 提供的，所以仅改变分压电路的电阻数量，即可容易变更AFC电压。
并且，在权利要求4中，基准偏置电压生成单元利用开关来变更设 于基准电压和接地之间的多个电阻分压比，由此变更基准偏置电压值， 所以能够容易利用简单的结构来变更基准偏置电压。
并且，在权利要求5中，向电压控制振荡器的变容二极管的一个端 子施加基准电压，向变容二极管的另一个端子施加AFC电压，所以能够 抵消同相噪声。

图1a是表示本发明的第1实施方式的电压控制振荡器的动作示例 (状态1)的电路图，图1b是表示其等效电路的图。
图2是表示GAFC1、GAFC2的比特状态的图。
图3是说明对增益调节电路的增益做出贡献的电阻的图。
图4a是表示本发明的第1实施方式的电压控制振荡器的动作示例 (状态2)的电路图，图4b是表示其等效电路的图。
图5a是表示本发明的第1实施方式的电压控制振荡器的动作示例 (状态3)的电路图，图5b是表示其等效电路的图。
图6a是表示本发明的第1实施方式的电压控制振荡器的动作示例 (状态4)的电路图，图6b是表示其等效电路的图。
图7是表示使本发明的第1实施方式的电压控制振荡器的动作示例 从状态1变化为状态4时的AFC电压特性的图。
图8是表示本发明的第2实施方式的电压控制振荡器的电路图。
图9a是表示SW_AG1、SW_AG2(SW_AR1、SW_AR2)的比特状 态的图，图9b、图9c是表示使本发明的第2实施方式的电压控制振荡器 的动作示例从状态11变化为状态14时的GAFC和GRAFC调节特性的 图。
图10是表示本发明的第3实施方式的电压控制振荡器的电路图。
图11是以往利用运算放大器构成AFC功能的电路图。

以下，使用图中示出的实施方式具体说明本发明。但是，该实施方 式中记载的结构要素、种类、组合、形状以及其相对配置等只不过是单 纯的示例说明，只要没有特别注释，则不能将本发明的范围限定于此。
图1a是表示本发明的第1实施方式的电压控制振荡器的动作示例 (状态1)的电路图，图1b是其等效电路。该电压控制振荡器100构成 为具有：通过调节基准电压(以下称为VREF)生成基准偏置电压(以下 称为VREFB)的基准偏置电压生成单元20；对控制电压(以下称为 VCONT)的增益进行调节的增益调节电路21；和振荡电路22。另外， 基准偏置电压生成单元20构成为具有：在VREF和接地之间串联连接的 电阻Rd、Re、Rf、Rg，和分别与电阻Rd、Re并联的开关SW_AR1、 SW_AR2。增益调节电路21构成为具有：开关SW1～SW6、反相器INV1 和INV2、以及3个电阻Ra、Rb、Rc，振荡电路22假设是科耳皮兹型振 荡电路，具有变容二极管23。并且，从基准偏置电压生成单元20的电阻 Rf和Rg的连接点P输出VREFB，提供给增益调节电路21。并且，在增 益调节电路21中，VCONT端子通过VCONT端子、Rh和SW7与连接 点Q连接。增益调节电路21的输出电压(以下称为VAFC-IN)连接到 振荡电路22的变容二极管23的阴极端R。
在此，更加具体地说明增益调节电路21的结构。在本实施方式中， 考虑2比特的状态，分别设为GAFC1、GAFC2。GAFC1的比特直接控 制SW1、SW3，GAFC1的比特被INV1反相后的比特控制SW2、SW4。 并且，GAFC2的比特直接控制SW5，GAFC2的比特被INV2反相后的比 特控制SW6。另外，所说控制指与GAFC1、GAFC2各比特连接的开关 为“Hi”时控制为“ON”(开关闭合)，在“Low”时控制为“OFF”(开关断开)。
图2是表示GAFC1、GAFC2的比特状态的图。在状态1时，GAFC1、 GAFC2均为“Hi”，在状态2时，GAFC1为“Low”、GAFC2为“Hi”，在状 态3时，GAFC1为“Hi”、GAFC2为“Low”，在状态4时，GAFC1、GAFC2 均为“Low”。
下面，参照图1a说明状态1时的动作。在状态1时，增益调节电路 21的GAFC1、GAFC2均为“Hi”，所以如前面所述，与GAFC1连接的 SW1和SW3为“ON”，SW2和SW4为“OFF”。并且，与GAFC2连接的 SW5为“ON”，SW6为“OFF”。其结果，在把SW7设为“ON”时，VCONT 通过SW5和SW1与VREFB连接。并且，其电压VAFC_IN通过3个电 阻Ra、Rb、Rc施加给变容二极管23。另外，此时基准偏置电压生成单 元20的开关SW_AR1、SW_AR2均为“ON”。
图1b是状态1时的电压控制振荡器100的等效电路。即，由于基准 偏置电压生成单元20的开关SW_AR1、SW_AR2均为“ON”，所以VREF 通过电阻Rf和Rg被分压成为VREFB，提供给增益调节电路21。在增 益调节电路21中，由于SW1和SW5为“ON”，所以在SW7为“ON”时， VCONT端子通过Rh-SW7-SW1-SW5的路径与P连接。其结果，通 过3个电阻Ra、Rb、Rc的连接点P的电压、与基于通过电阻Rh、SW7、 SW1及SW5施加的VCONT的电压的合成电压，作为VAFC_IN施加给 变容二极管23。即，VAFC_IN的电位是以下两个电压的合成电压的值， 即，使VCONT通过由电阻Rg和电阻Rh构成的分压电路得到的电压、 与使VREF通过由电阻Rd、电阻Re、电阻Rf及电阻Rg构成的分压电 路得到的电压。在此，参照图3说明对增益调节电路21的增益作出贡献 的电阻。在该图中，电阻RA、RB是基准偏置电压生成单元20的分压电 阻，电阻RC、RE是增益调节电路21内的电阻，电阻RD是与VCONT 端子串联连接的电阻。并且，对增益调节电路21的增益作出贡献的电阻 是由区域A包围的电阻。即，电阻RA、RB、RC、RD对增益作出贡献， 电阻RE不对增益作出贡献。因此，图1b所示等效电路的3个电阻Ra、 Rb、Rc是不对增益做出贡献的电阻。以下，在等效电路中也进行相同判 断。
图4a是表示本发明的第1实施方式的电压控制振荡器的动作示例 (状态2)的电路图，图4b是其等效电路。该电压控制振荡器100的结 构与图1相同，所以省略说明。
图4b是状态2时的电压控制振荡器100的等效电路。即，由于基准 偏置电压生成单元20的开关SW_AR1、SW_AR2均为“ON”，所以VREF 通过电阻Rf和Rg被分压成为VREFB，提供给增益调节电路21。在增 益调节电路21中，由于SW2和SW5为“ON”，所以在SW7为“ON”时， VCONT端子通过Rh-SW7-SW2-SW5-Ra的路径与P连接。其结果， 通过2个电阻Rb、Rc的连接点的电压、与基于通过电阻Rh、SW7、SW5、 SW2及电阻Ra施加的VCONT的电压的合成电压，作为VAFC_IN施加 给变容二极管23。即，VAFC_IN的电位是以下两个电压的合成电压的值， 即，使VCONT通过由电阻Rg、电阻Ra和电阻Rh构成的分压电路得到 的电压、与使VREF通过由电阻Rf和电阻Rg构成的分压电路得到的电 压。因此，图4b所示等效电路的2个电阻Rb、Rc是不对增益做出贡献 的电阻，但电阻Ra对增益作出贡献。
图5a是表示本发明的第1实施方式的电压控制振荡器的动作示例 (状态3)的电路图，图5b是其等效电路。该电压控制振荡器100的结 构与图1相同，所以省略说明。
图5b是状态3时的电压控制振荡器100的等效电路。即，由于基准 偏置电压生成单元20的开关SW_AR1、SW_AR2均为“ON”，所以VREF 通过电阻Rf和Rg被分压成为VREFB，提供给增益调节电路21。在增 益调节电路21中，由于SW3和SW6为“ON”，所以在SW7为“ON”时， VCONT端子通过Rh-SW7-SW6-SW3-Rb-Ra的路径与P连接。其 结果，通过电阻Rc的连接点的电压、与基于通过电阻Rh、SW7、SW6、 SW3及电阻Ra和电阻Rb施加的VCONT的电压的合成电压，作为 VAFC_IN施加给变容二极管23。即，VAFC_IN的电位是以下两个电压 的合成电压的值，即，使VCONT通过由电阻Rg、电阻Ra、电阻Rb及 电阻Rh构成的分压电路得到的电压、与使VREF通过由电阻Rf和电阻 Rg构成的分压电路得到的电压。因此，图5b所示等效电路的电阻Rc是 不对增益做出贡献的电阻，而电阻Ra、Rb对增益做出贡献。
图6a是表示本发明的第1实施方式的电压控制振荡器的动作示例 (状态4)的电路图，图6b是其等效电路。该电压控制振荡器100的结 构与图1相同，所以省略说明。
图6b是状态3时的电压控制振荡器100的等效电路。即，由于基准 偏置电压生成单元20的开关SW_AR1、SW_AR2均为“ON”，所以VREF 通过电阻Rf和Rg被分压成为VREFB，提供给增益调节电路21。在增 益调节电路21中，由于SW4和SW6为“ON”，所以在SW7为“ON”时， VCONT端子通过Rh-SW7-SW6-SW4-Rc-Rb-Ra的路径与P连 接。即，VAFC_IN的电位是以下两个电压的合成电压的值，即，使VCONT 通过由电阻Rg、电阻Ra、电阻Rb、电阻Rc及电阻Rh构成的分压电路 得到的电压、与使VREF通过由电阻Rf和电阻Rg构成的分压电路得到 的电压。其结果，连接点的电压与基于通过电阻Rh、SW7、SW6、SW4、 电阻Ra、电阻Rb及电阻Rc施加的VCONT的电压的合成电压，作为 VAFC_IN施加给变容二极管23。因此，图6b所示等效电路的电阻Ra、 Rb、Rc对增益做出贡献。
图7是表示使本发明的第1实施方式的电压控制振荡器的动作示例 从状态1变化为状态4时的AFC电压特性的图。纵轴表示VAFC_IN，横 轴表示VCONT。根据该图可知，在从状态1变化为状态4时，斜率增加。 这是因为图3中电阻Rc的值随着从状态1变化为状态4而逐次增加、增 益电压变化而产生的。
图8是表示本发明的第2实施方式的电压控制振荡器的电路图。对 相同结构要素赋予和图1相同的参照标号进行说明。该电压控制振荡器 200构成为具有：通过调节基准电压(以下称为VREF)生成基准偏置电 压(以下称为VREFB)的基准偏置电压生成单元20；对控制电压(以下 称为VCONT)的增益进行调节的增益调节电路21；和振荡电路22。另 外，基准偏置电压生成单元20构成为具有：在VREF和接地之间串联连 接的电阻Rd、Re、Rf、Rg，和分别与电阻Rd、Re并联的开关SW_AR1、 SW_AR2，增益调节电路21构成为具有：电阻Ri、Rj、Rk以及开关 SW_AG1、SW_AG2，振荡电路22假设是科耳皮兹型振荡电路，具有变 容二极管23。并且，从基准偏置电压生成单元20的电阻Rf和Rg的连 接点P输出VREFB，提供给增益调节电路21。并且，在增益调节电路 21中，从VCONT端子通过Rh和SW7向连接点Q施加VCONT。增益 调节电路21的输出电压(以下称为VAFC_IN)施加给振荡电路22的变 容二极管23的R。
图9a是表示SW_AG1、SW_AG2(SW_AR1、SW_AR2)的比特状 态的图。在状态11时，SW_AG1、SW_AG2(SW_AR1、SW_AR2)均 为“0”，在状态12时，SW_AG1(SW_AR1)为“1”，SW_AG2(SW_AR2) 为“0”，在状态13时，SW_AG1(SW_AR1)为“0”，SW_AG2(SW_AR2) 为“1”，在状态14时，SW_AG1、SW_AG2(SW_AR1、SW_AR2)均为 “1”。在此，“0”表示开关断开，“1”表示开关接通。即，对GAFC说明如 下，在状态11时，在SW7为“ON”时，VCONT端子通过Rh-SW7-Rf -Re-Rd的路径与P连接。其结果，连接点的电压作为VAFC_IN施加 给变容二极管23。并且，在状态12时，在SW7为“ON”时，VCONT端 子通过Rh-SW7-Rf-SW_AG1-Rd的路径与P连接。其结果，连接点 的电压作为VAFC_IN施加给变容二极管23。并且，在状态13时，在SW7 为“ON”时，VCONT端子通过Rh-SW7-SW_AG2-Re-Rd的路径与P 连接。其结果，连接点Q的电压作为VAFC_IN施加给变容二极管23。 并且，在状态14时，在SW7为“ON”时，VCONT端子通过Rh-SW7- SW_AG2-SW_AG1-Rd的路径与P连接。其结果，连接点Q的电压作 为VAFC_IN施加给变容二极管23。
图9b、图9c是表示使本发明的第2实施方式的电压控制振荡器的动 作示例从状态11变化为状态14时的GAFC和GRAFC调节特性的图。 纵轴表示VAFC_IN，横轴表示VCONT。根据图9b可知，在从状态11 变化为状态14时斜率减小。这是因为图8中电阻GAFC的值随着从状态 11变化为状态14而逐次减小、增益电压变化而产生的。并且，根据图 9c可知，在从状态11变化为状态14时，斜率相同，但基准电压减小。 这是因为图8中电阻GRAFC的值随着从状态11变化为状态14而逐次减 小、分压比变化而产生的。
图10是本发明的第3实施方式的电压控制振荡器的电路图。该电压 控制振荡器300通过电路30向电压控制振荡器22的变容二极管23的一 个端子S施加基准电压(VREF)，向变容二极管23的另一个端子R施加 AFC电压(VAFC_IN)。由此，通过向电压控制振荡器22的变容二极管 23的两端S、R施加基准电压和AFC电压，即使对变容二极管23施加 了同相噪声，由于该噪声相位相同，所以具有抵消噪声的效果。另外， 该电压控制振荡器300的结构与同1相同，所以省略动作说明。
如上所述，根据本发明，增益调节电路21具有多个电阻Ra、Rb、 Rc和连接各个电阻的开关元件SW1～SW6，根据开关元件的连接方法形 成基于电阻的分压电路，所以不需要电容器，可以缩小IC芯片的面积， 而且能够通过低噪声化来改善C/N。
此外，通过手动接通/断开开关元件SW_AG1、SW_AG2来形成分压 电路，所以能够更加低成本地通过降低噪声来改善C/N。
此外，根据多个开关元件的断开/接通状态，分压电路将控制电压直 接或通过至少一个以上的电阻连接到基准偏置电压生成单元20，其中， 该控制电压是通过与外部控制电压端子连接的串联电阻600K提供的，所 以仅改变分压电路的电阻数量，即可容易变更AFC电压。
此外，基准偏置电压生成单元20利用开关变更设于基准电压和接地 之间的多个电阻分压比，由此变更基准偏置电压值，所以能够容易利用 简单的结构变更基准偏置电压。
此外，向电压控制振荡电路22的变容二极管23的一个端子S施加 基准电压，向变容二极管的另一个端子R施加AFC电压，所以能够抵消 同相噪声。