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RC振荡器

阅读：672发布：2020-05-12

IPRDB可以提供RC振荡器专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本发明涉及一种RC振荡器，包括工作电压、基准电路模块、第一P沟道MOS管、第三P沟道MOS管、第四P沟道MOS管、振荡核心逻辑电路、第一放电开关、第二放电开关、第一时序电容和第二时序电容；其特征在于，在第一放电开关的第二端、第二放电开关的第二端分别设置由N沟道MOS管、退化电阻构成的源极退化电流源。本发明利用源极退化电流源的输出阻抗随温度和电流的变化特性来使时序电容上的残留电荷量能够抵消温度、工作电源电压变化引起的时钟频率变化；从而实现提供一种低温漂的RC振荡器。，下面是RC振荡器专利的具体信息内容。

权利要求

1.一种RC振荡器，包括工作电压、基准电路模块、第一P沟道MOS管、第三P沟道MOS管、第四P沟道MOS管、振荡核心逻辑电路、第一放电开关、第二放电开关、第一时序电容和第二时序电容；基准电路模块设有基准电压输出端和电路输出端；振荡核心逻辑电路设有第一比较输入端、第二比较输入端、基准电压输入端、第一控制信号输出端、第二控制信号输出端和时钟信号输出端；电路输出端连接第一P沟道MOS管的漏端，第一P沟道MOS管的源极连接工作电源，第一P沟道MOS管的栅极和漏极相连；第三P沟道MOS管的源极、第四P沟道MOS管的源极均连接工作电源，第三P沟道MOS管的栅极、第四P沟道MOS管的栅极均连接第一P沟道MOS管的栅极，第三P沟道MOS管的漏极、第一比较输入端、第一放电开关的第一端均连接第一时序电容的正端，第一时序电容的负端接地；第四P沟道MOS管的漏极、第二比较输入端、第二放电开关的第一端连接第二时序电容的正端，第二时序电容的负端接地；第一控制信号输出端、第二控制信号输出端分别对应控制连接第一放电开关、第二放电开关；

其特征在于，

还包括第二P沟道MOS管、压降模块、第一N沟道MOS管、第二N沟道MOS管、第三N沟道MOS管、电阻Rs1、退化电阻Rs2和退化电阻Rs3；第二P沟道MOS管的源极连接工作电源，第二P沟道MOS管的栅极连接第一P沟道MOS管的栅极，第二P沟道MOS管的漏极通过压降模块连接第一N沟道MOS管的漏极，第一N沟道MOS管的源极通过电阻Rs1接地，第一N沟道MOS管的栅极和漏极连接；第二N沟道MOS管的栅极、第三N沟道MOS管的栅极均连接第一N沟道MOS管的栅极，第二N沟道MOS管的源极通过退化电阻Rs2接地，第二N沟道MOS管的漏极连接第一放电开关的第二端，第三N沟道MOS管的源极通过退化电阻Rs3接地，第三N沟道MOS管的漏极连接第二放电开关的第二端。

2.根据权利要求1所述的RC振荡器，其特征在于，所述第三P沟道MOS管的漏极与所述第一时序电容的正端之间串接有补偿电阻Rs4，所述第四P沟道MOS管的漏极和所述第二时序电容的正端之间串接有补偿电阻Rs5。

3.根据权利要求2所述的RC振荡器，其特征在于，补偿电阻Rs4与补偿电阻Rs5为相同的元件。

4.根据权利要求1所述的RC振荡器，其特征在于，电阻Rs1、退化电阻Rs2、退化电阻Rs3采用同一类型的正温度系数的电阻实现。

5.根据权利要求1所述的RC振荡器，其特征在于，电阻Rs1、退化电阻Rs2、退化电阻Rs3均由同一类型的正温度系数的有源阻抗元件实现。

6.根据权利要求1所述的RC振荡器，其特征在于，退化电阻Rs2与退化电阻Rs3为相同的元件，第二N沟道MOS管与第三N沟道MOS管为相同的元件，第三P沟道MOS管与第四P沟道MOS管为相同的元件。

7.根据权利要求1所述的RC振荡器，其特征在于，所述振荡核心逻辑电路包括第一比较器、第二比较器、第一或非门、第二或非门、第一非门、第二非门、缓冲器，第一比较器的负输入端和第二比较器的负输入端相互连接并作为振荡核心逻辑电路的基准电压输入端连接基准电压输出端，第一比较器的正输入端连接第一时序电容的正端，第二比较器的正输入端连接第二时序电容的正端，第一比较器的输出端连接第一或非门的第一输入端，第二比较器的输出端连接第二或非门的第一输入端，第一或非门的输出端连接第二或非门的第二输入端、第一非门的输入端，第二或非门的输出端连接第一或非门的第二输入端，第一非门的输出端连接第二非门的输入端，第二非门的输出端连接缓冲器的输入端，第一非门的输出端作为第一控制信号输出端，第二非门的输出端作为第二控制信号输出端。

8.根据权利要求1至7任意一项所述的RC振荡器，其特征在于，所述基准电路模块包括电阻Rv1、电阻Rv2和隔离电流源，电阻Rv1的第二端依次通过电阻Rv2、隔离电流源接地，电阻Rv1的第一端作为电路输出端连接第一P沟道MOS管Mp1的漏端，电阻Rv1的第二端作为基准电压输出端。

说明书全文

RC振荡器

【技术领域】

[0001] 本发明属于集成电路设计技术领域，具体涉及一种RC振荡器。【背景技术】

[0002] 一般情况下，RC振荡器通过对电容的充放电延时来产生振荡时钟信号，这种电路结构所产生的时钟信号频率容易受到芯片供电电压、周围工作环境温度等因素的影响。为了克服工作电源电压和环境温度对RC振荡器输出时钟频率的影响，众多设计和发明提出了各种高精度的RC振荡器。图1为经典的RC振荡器，其包括：基准电路模块1，P沟道MOS管Mp1S，P沟道MOS管Mp2S，P沟道MOS管Mp3S，振荡核心逻辑电路3，第一时序电容Ct1S，第二时序电容Ct2S，第一放电开关S1，第二放电开关S2。振荡核心逻辑电路3设有第一比较输入端31、第二比较输入端32、基准电压输入端33、第一控制信号输出端34、第二控制信号输出端35和时钟信号输出端36。

[0003] 基准电路模块1设有基准电压输出端12和电路输入端11；电路输入端11连接P沟道MOS管Mp1S的漏极，P沟道MOS管Mp1S的源极连接工作电源V，P沟道MOS管Mp1S的栅极连接P沟道MOS管Mp1S的漏极，基准电压输出端12连接基准电压输入端33，流经P沟道MOS管Mp1S的电流作为基准电流。

[0004] 基准电路模块1具体包括带隙基准电压源Bandgap、比较放大器CP、N沟道MOS管MnS、电阻Rs和直流电流源Iref，带隙基准电压源Bandgap连接工作电源VDD并且其输出端连接比较放大器CP的正输入端，比较放大器CP的负输入端连接N沟道MOS管MnS的源极和电阻Rs的第一端，电阻Rs的第二端通过直流电流源Iref接地，比较放大器CP的输出端连接N沟道MOS管MnS的栅极，N沟道MOS管MnS的源极作为基准电压输出端12，N沟道MOS管MnS的漏极作为电路输入端11。

[0005] P沟道MOS管Mp2S的源极和P沟道MOS管Mp3S的源极均连接工作电源V，P沟道MOS管Mp2S的栅极、P沟道MOS管Mp3S的栅极均连接P沟道MOS管Mp1S的栅极，P沟道MOS管Mp2S的漏极连接第一时序电容Ct1S的第一端，P沟道MOS管Mp3S的漏极连接第二时序电容Ct1S的第一端。第一放电开关S1的第一端连接第一时序电容Ct1S的第一端，第一放电开关S1的第二端连接地；第二放电开关S2的第一端连接第二时序电容Ct2S的第一端，第二时序电容Ct2S的第二端连接地。第一比较输入端31连接第一时序电容Ct1S的第一端,第二输出端23连接第二时序电容Ct2S的第一端,第一控制信号输出端34控制第一放电开关S1的通断，第二控制信号输出端35控制第二放电开关S2的通断。第一时序电容Ct1S的第二端、第二时序电容Ct2S的第二端均连接地。

[0006] 具体是，主要工作原理为：基准电路模块1和P沟道MOS管Mp1S、工作电源V共同产生基准电压和基准电流，P沟道MOS管Mp2S、P沟道MOS管Mp3S分别与P沟道MOS管Mp1S构成电流镜，P沟道MOS管Mp2S、P沟道MOS管Mp3S分别镜像了上述基准电流；MOS管Mp2S以固定斜率给第一时序电容Ct1S充电，当时序电容Ct1S上的正端电压Va上升到基准电压Vref时，振荡核心逻辑电路中的比较器翻转，控制与第一时序电容Ct1S相连的第一放电开关S1闭合，迅速将Ct1S上的电荷放掉，由于第一放电开关S1的导通阻抗远远小于MOS管Mp2S的导通阻抗，所以在第一放电开关S1闭合期间，第一时序电容Ct1S的正端电压Va一直接近于0电平；几乎在第一放电开关S1闭合对第一时序电容Ct1S放电的同时，第二放电开关S2断开，MOS管Mp3S开始对第二时序电容Ct2S充电，正端的电压Vb开始以固定斜率上升，直到电压Vb的电压值达到基准电压Vref，后续的比较器断开第一放电开关S1，闭合第二放电开关S2，MOS管Mp2S再次以固定斜率对第一时序电容Ct1S充电，第二放电开关S2将第二时序电容Ct2S上的电荷完全放掉，正端电压Vb的电压接近0电平，一个新的充电周期开始。上述振荡器中两个时序电容对应正端电压及输出时钟clk的波形如图2所示。一个时钟振荡周期等于两个时序电容Ct1S、Ct2S充电时间之和。若充电电流均为Ichar,电容值均为C，基准电压值为Vref，则时钟频率公式如下：

[0007]

[0008] 上述这种结构的RC振荡器,虽然使用带隙基准电压源Bandgap的基准电路模块1可以产生不随温度变化的基准电压，但由于电阻温度系数的影响，该结构的RC振荡器抗温度变化能力不是很好，在使用单调温度系数类型的电阻时，时钟的温度系数会变的更差。此外该RC振荡器的结构比较复杂，而且其最低工作电压VDDmin=Vref+Vdsatn+|Vdsatp|+|Vthp|,很难在2v及以下的工作电源下工作，不适合新型便携式移动电池设备供电的工作环境。【发明内容】

[0009] 本发明要解决的技术问题是提供一种RC振荡器，其具有低温漂的特点。

[0010] 上述技术问题通过以下技术方案解决：

[0011] 一种RC振荡器，包括工作电压、基准电路模块、第一P沟道MOS管、第三P沟道MOS管、第四P沟道MOS管、振荡核心逻辑电路、第一放电开关、第二放电开关、第一时序电容和第二时序电容；基准电路模块设有基准电压输出端和电路输出端；振荡核心逻辑电路设有第一比较输入端、第二比较输入端、基准电压输入端、第一控制信号输出端、第二控制信号输出端和时钟信号输出端；电路输出端连接第一P沟道MOS管的漏端，第一P沟道MOS管的源极连接工作电源，第一P沟道MOS管的栅极和漏极相连；第三P沟道MOS管的源极、第四P沟道MOS管的源极均连接工作电源，第三P沟道MOS管的栅极、第四P沟道MOS管的栅极均连接第一P沟道MOS管的栅极，第三P沟道MOS管的漏极、第一比较输入端、第一放电开关的第一端均连接第一时序电容的正端，第一时序电容的负端接地；第四P沟道MOS管的漏极、第二比较输入端、第二放电开关的第一端连接第二时序电容的正端，第二时序电容的负端接地；第一控制信号输出端、第二控制信号输出端分别对应控制连接第一放电开关、第二放电开关；

[0012] 其特征在于，

[0013] 还包括第二P沟道MOS管、压降模块、第一N沟道MOS管、第二N沟道MOS管、第三N沟道MOS管、电阻Rs1、退化电阻Rs2和退化电阻Rs3；第二P沟道MOS管的源极连接工作电源，第二P沟道MOS管的栅极连接第一P沟道MOS管的栅极，第二P沟道MOS管的漏极通过压降模块连接第一N沟道MOS管的漏极，第一N沟道MOS管的源极通过电阻Rs1接地，第一N沟道MOS管的栅极和漏极连接；第二N沟道MOS管的栅极、第三N沟道MOS管的栅极均连接第一N沟道MOS管的栅极，第二N沟道MOS管的源极通过退化电阻Rs2接地，第二N沟道MOS管的漏极连接第一放电开关的第二端，第三N沟道MOS管的源极通过退化电阻Rs3接地，第三N沟道MOS管的漏极连接第二放电开关的第二端。

[0014] 由上述技术方案可见，本发明在第一放电开关的第二端、第二放电开关的第二端分别设置由N沟道MOS管、退化电阻构成的源极退化电流源，利用源极退化电流源的输出阻抗随温度和电流的变化特性来使时序电容上的残留电荷量能够抵消温度、工作电源电压变化引起的时钟频率变化；从而实现提供一种低温漂的RC振荡器。为了保证振荡器能够正常工作，各元件的具体参数设置必须保证：第一时序电容在充电至基准电压前第二时序电容完成放电，第二时序电容在充电至基准电压前第一时序电容完成放电。

[0015] 进一步的方案是，所述第三P沟道MOS管的漏极与所述第一时序电容的正端之间串接有补偿电阻Rs4，所述第四P沟道MOS管的漏极和所述第二时序电容的正端之间串接有补偿电阻Rs5。本方案在第一时序电容的充电电路、第二时序电容的充电电路中分别增加了一个针对电流变化的补偿电阻，当工作电压增加导致基准电流增大时，补偿电阻上的压降也会增加，从而使得时序电容放电残留电荷增长速率远远低于工作电源电压的增长率，几乎可以认为是不变的。这种负反馈机制使得RC振荡器的输出频率几乎不会因为工作电源的电压变化而改变，具有很高的电源抑制比。

[0016] 进一步的方案是，补偿电阻Rs4与补偿电阻Rs5为相同的元件。

[0017] 进一步的方案是，电阻Rs1、退化电阻Rs2、退化电阻Rs3采用同一类型的正温度系数的电阻实现。

[0018] 进一步的方案是，电阻Rs1、退化电阻Rs2、退化电阻Rs3均由同一类型的正温度系数的有源阻抗元件实现。

[0019] 进一步的方案是，退化电阻Rs2与退化电阻Rs3为相同的元件，第二N沟道MOS管与第三N沟道MOS管为相同的元件，第三P沟道MOS管与第四P沟道MOS管为相同的元件。

[0020] 进一步的方案是，所述振荡核心逻辑电路包括第一比较器、第二比较器、第一或非门、第二或非门、第一非门、第二非门、缓冲器，第一比较器的负输入端和第二比较器的负输入端相互连接并作为基准电压输入端连接基准电压输出端，第一比较器的正输入端连接第一时序电容的正端，第二比较器的正输入端连接第二时序电容的正端，第一比较器的输出端连接第一或非门的第一输入端，第二比较器的输出端连接第二或非门的第一输入端，第一或非门的输出端连接第二或非门的第二输入端、第一非门的输入端，第二或非门的输出端连接第一或非门的第二输入端，第一非门的输出端连接第二非门的输入端，第二非门的输出端连接缓冲器的输入端，第一非门的输出端作为第一控制信号输出端，第二非门的输出端作为第二控制信号输出端。

[0021] 所述基准电路模块包括电阻Rv1、电阻Rv2和直流电流源，电阻Rv1的第二端依次通过电阻Rv2、直流电流源接地，电阻Rv1的第一端作为电路输出端连接第一P沟道MOS管Mp1的漏端，电阻Rv1的第二端作为基准电压输出端。采用此结构的基准电路模块，使得本振荡器可以在2v及以下的工作电源下工作，适合便携式移动电池设备供电的工作环境。【附图说明】

[0022] 图1是背景技术中的RC振荡器的电路结构；

[0023] 图2是背景技术中的RC振荡器的两个时序电容的节点电压及输出时钟clk的波形；

[0024] 图3为本发明RC振荡器的结构图；

[0025] 图4为本发明的振荡核心逻辑电路的结构图；

[0026] 图5是本发明的时序电容的正端电压及输出时钟clk的波形；

[0027] 图6是本发明的时序电容的正端电压、残留电压及输出时钟clk随环境温度的变化波形；

[0028] 图7是本发明的时序电容的正端电压、残留电压及输出时钟clk随工作电压的变化波形。【具体实施方式】

[0029] 如图3所示，RC振荡器包括：工作电压V，基准电路模块10，第一P沟道MOS管Mp1，第二P沟道MOS管Mp2，第三P沟道MOS管Mp3，第四P沟道MOS管Mp4，补偿电阻Rs4，补偿电阻Rs5，压降模块Vdc，第一N沟道MOS管Mn1，第二N沟道MOS管Mn2，第三N沟道MOS管Mn3，电阻Rs1，退化电阻Rs2，退化电阻Rs3，振荡核心逻辑电路30，第一时序电容Ct1，第二时序电容Ct2，第一放电开关sw_a，第二放电开关sw_b。

[0030] 在本实施例中，补偿电阻Rs4与补偿电阻Rs5为相同的元件，退化电阻Rs2与退化电阻Rs3为相同的元件，第二N沟道MOS管Mn2与第三N沟道MOS管Mn3为相同的元件，第三P沟道MOS管Mp3与第四P沟道MOS管Mp4为相同的元件。

[0031] 振荡核心逻辑电路3设有第一比较输入端301、第二比较输入端302、基准电压输入端303、第一控制信号输出端304、第二控制信号输出端305和时钟信号输出端306。

[0032] 基准电路模块设有电路输出端和基准电压输出端。基准电路模块包括电阻Rv1、电阻Rv2和基准直流电流源Iref，电阻Rv1的第二端依次通过电阻Rv2、直流电流源Iref接地，电阻Rv1的第一端作为电路输出端连接第一P沟道MOS管Mp1的漏端；第一P沟道MOS管Mp1的源极连接工作电源VDD，第一P沟道MOS管Mp1的栅极和漏极相连。基准电路模块10和第一P沟道MOS管、工作电源VDD产生基准电流、基准电压的基准通路，流经该通路的电流为基准电流，电阻Rv1的第二端作为基准电压输出端连接基准电压输入端303。采用上述基准电路模块10，使得本振荡器可以在2v及以下的工作电源下工作，适合便携式移动电池设备供电的工作环境。

[0033] 电阻Rv1、电阻Rv2为可变电阻，通过对可变电阻阻值的调整，可以在芯片生产后对振荡器的时钟频率进行工艺偏差修调。直流电流源Iref的作用是为了保证与地隔离，让产生的基准电流、基准电压不受地噪声影响。

[0034] 第二P沟道MOS管Mp2的源极连接工作电源VDD，第二P沟道MOS管Mp2的栅极连接第一P沟道MOS管Mp1的栅极，第二P沟道MOS管Mp2的漏极通过压降模块Vdc连接第一N沟道MOS管Mn1的漏极，第一N沟道MOS管Mn1的源极通过电阻Rs1接地，第一N沟道MOS管Mn1的栅极和漏极连接；

[0035] 第二N沟道MOS管Mn2的栅极、第三N沟道MOS管Mn3的栅极均连接第一N沟道MOS管Mn1的栅极，第二N沟道MOS管Mn2的源极通过退化电阻Rs2接地，第二N沟道MOS管Mn2的漏极连接第一放电开关sw_a的第二端，第三N沟道MOS管Mn3的源极通过退化电阻Rs3接地，第三N沟道MOS管Mn3的漏极连接第二放电开关sw_b的第二端，第一放电开关sw_a的第一端连接第一时序电容Ct1的正端，第二放电开关sw_b的第一端连接第二时序电容Ct2的正端。

[0036] 第三P沟道MOS管Mp3的源极、第四P沟道MOS管Mp4的源极均连接工作电源VDD，第三P沟道MOS管Mp3的栅极、第四P沟道MOS管Mp4的栅极均连接第一P沟道MOS管Mp1的栅极，第三P沟道MOS管Mp3的漏极通过补偿电阻Rs4连接第一时序电容Ct1的正端，第一时序电容Ct1的负端接地；第四P沟道MOS管Mp4的漏极通过补偿电阻Rs5连接第二时序电容Ct2的正端，第二时序电容Ct2的负端接地。

[0037] 振荡核心逻辑电路3的基准电压输入端303连接电阻Rv1的第二端，第一比较输入端301连接第一时序电容Ct1的正端，第二比较输入端302连接第二时序电容Ct2的正端，第一控制信号输出端304控制第一放电开关sw_a，第二控制信号输出端305控制第二放电开关sw_b，时钟信号输出端306作为本振荡器的输出端。

[0038] 振荡核心逻辑电路3包括第一比较器311、第二比较器322、第一或非门313、第二或非门314、第一非门315、第二非门316、缓冲器317，第一比较器311的负输入端和第二比较器322的负输入端相互连接并作为基准电压输入端303连接电阻Rv1的第二端，第一比较器311的正输入端连接第一时序电容Ct1的正端，第二比较器322的正输入端连接第二时序电容Ct2的正端，第一比较器311的输出端连接第一或非门313的第一输入端，第二比较器322的输出端连接第二或非门314的第一输入端，第一或非门313的输出端连接第二或非门314的第二输入端、第一非门315的输入端，第二或非门314的输出端连接第一或非门313的第二输入端，第一非门315的输出端连接第二非门316的输入端，第二非门316的输出端连接缓冲器317的输入端，第一非门315的输出端作为第一控制信号输出端304，第二非门316的输出端作为第二控制信号输出端305。

[0039] 本发明的原理是：

[0040] 首先基准电压、基准电流不是利用包括带隙基准电压源的基准电路模块产生，而是直接由工作电源VDD经过与基准电路模块10、diode类型连接的第一P沟道MOS管Mp1串联接而得到，这样的设计抵消了一部分工作电源的电压变化对时钟频率的影响；电阻Rv1、Rv2、diode类型连接的第一P沟道MOS管Mp1串联分压产生了基准电压Vref，流过他们的电流作为基准电流I0；在本电路中，工作电源VDD、第三P沟道MOS管Mp3、补偿电阻Rs4构成用于对第一时序电容Ct1充电的第一充电电路，工作电源VDD、第四P沟道MOS管Mp4、补偿电阻Rs5构成用于对第二时序电容Ct2充电的第二充电电路，由于第三P沟道MOS管Mp3、第四P沟道MOS管Mp4分别与第一P沟道MOS管Mp1形成电流镜，第三P沟道MOS管Mp3、第四P沟道MOS管Mp4均镜像上述基准电流I0而得到充电电流I充，从而分别形成充电电流源；第一充电电路、第二充电电路均使用I充分别对第一时序电容Ct1、第二时序电容Ct2充电；

[0041] 第一时序电容Ct1的正端、第二时序电容Ct2的正端均送至振荡器核心控制逻辑，振荡核心控制逻辑判断第一时序电容Ct1的正端电压V（Va）、第二时序电容Ct2的正端电压V（Vb）是否已经达到基准电压Vref，如果当其中一个时序电容（假如是第一时序电容Ct1）的正端电压V（Va）超过基准电压Vref则控制逻辑合上与第一时序电容Ct1相连的第一放电开关sw_a，对该第一时序电容Ct1放电；与此同时，断开与另一时序电容（第二时序电容Ct2）相连的第二放电开关sw_b，开始该第二时序电容Ct2的充电周期；如此循环；本发明两个时序电容正端电压、输出时钟clk的波形如附图5所示。

[0042] 在本电路中，由第二N沟道MOS管Mn2、退化电阻Rs2与第一放电开关sw_a形成对第一时序电容Ct1放电的第一放电电路，由第三N沟道MOS管Mn3、退化电阻Rs3与第二放电开关sw_b形成对第二时序电容Ct2放电的第二放电电路。

[0043] 由于第二P沟道MOS管Mp2与第一P沟道MOS管Mp1形成电流镜，第二P沟道MOS管Mp2镜像上述基准电流得到中间电流I中，该中间电流I中并经过压降模块Vdc送入第一N沟道MOS管Mn1，由于第二N沟道MOS管Mn2、第三N沟道MOS管Mn3分别与第一N沟道MOS管Mn1形成电流镜，第二N沟道MOS管Mn2、第三N沟道MOS管Mn3均镜像中间电流I中得到放电电流I放，从而分别形成放电电流源，第二N沟道MOS管Mn2与退化电阻Rs2构成第一源极退化电流源，第三N沟道MOS管Mn3与退化电阻Rs3构成第二源极退化电流源。为了提供优化的温度系数特性，上述电阻Rs1、退化电阻Rs2、退化电阻Rs3采用同一类型的正温度系数的电阻实现，当然也可以由同一类型的正温度系数的有源阻抗元件实现；采用同一类型的零/负温度系数的电阻，效果相对来说不大好。

[0044] 为了保证振荡器能够正常工作，各元件的具体参数设置必须保证：第一时序电容在充电至基准电压前第二时序电容完成放电，第二时序电容在充电至基准电压前第一时序电容完成放电；在本实施例中，具体表现为：要求放电电流I放>充电电流I充。由于镜像关系，充电电流I充、中间电流I中、放电电流I放均与基准电流I0成比例关系；通过调整（第三P沟道MOS管Mp3和第四P沟道MOS管Mp4）的参数，可以调整充电电流I充；通过调整第二P沟道MOS管Mp2或/和（第三P沟道MOS管Mp3、第四P沟道MOS管Mp4）的参数，可以调整放电电流I放。

[0045] 本发明主要利用源极退化电流源的输出阻抗随温度、电流变化的特性来控制相应的时序电容的放电残留电荷量的多少，从而保持振荡器输出振荡频率的稳定性。具体原理如下详解。

[0046] 时序电容放电残留电压近似等效于充电电路的等效阻抗与放电电路的等效阻抗的分压；

[0047] 放电电路阻抗为源极退化电流源的等效阻抗，近似为：

[0048]

[0049] 其中rdsn，gmn，gmbn分别为放电电流源的等效漏源阻抗、等效跨导、等效衬底跨导，Rs为退化电阻的阻值。

[0050] 充电电路等效阻抗近似为：

[0051] Rch=rdsp+Rsch

[0052] 其中rdsp分别为充电电流源的漏源等效阻抗，Rsch为补偿电阻的阻值。

[0053] 时序电容放电残留电压近似为：

[0054]

[0055] 将Rdisch，Rch代入上式得

[0056]

[0057] 其中K1=rdsp/rdsn>>1,且K1近似为常数，K2=Rsch/rdsn，K2随温度变化很小。由上述Vresidue表达式可以看出，若Rs为正温度系数，则Vresidue表达式的分子随着温度的增加而增加，那么时序电容上的放电残留电压就会随着温度的升高而增加。如果一个周期内时序电容剩余电荷量增加，当充电电流保持不变，则下一个时钟周期内时序电容充电时间将变小，因为比较器翻转需要的时序电容电压总是为Vref，即翻转时时序电容的电荷量总是固定的。如果上一个周期残留的电荷量比较大，则本周期需要的充电时间就会减少。如果充电电流降低，则充电时间可以保持不变。外界温度上升，引起充电电流降低，而源极退化电流源的输出阻抗则随着温度上升而增加，引起时序电容残留电荷量增加，补偿了充电电流降低引起的充电时间增加。从而时钟周期进而时钟频率近似保持不随温度变化，也可以说时钟频率具有较低的温度漂移系数。本发明时序电容的正端电压及输出时钟信号随温度变化的波形如附图6所示，图中显示时序电容残留电压随着温度的增加而上升，呈正温度系数特性。

[0058] 当工作电源VDD增加时，基准电流增加，从而充电电流增加，时序电容充电时间降低。本发明在充电电路中增加了针对电流变化的补偿电阻。当充电电流增加时，则补偿电阻上的压降也会增加，时序电容残留电压的增加会在很大程度被抵消。由于rdsn=1/λIdsn，则上面时序电容上残留电压Vresidue公式可以重新表达为：

[0059]

[0060] 随着工作电源VDD的增加，基准电流也会增加，源极退化电流源的放电电流Idsn也会增加，当然放电电流源的跨导gmn，gmbn也会增加，但是gmn，gmbn的增加是与放电电流Idsn的平方根成比例的，而分母是随着Idsn增加的，所以上述时序电容上残留电压Vresidue表达式中VDD的系数是随着Idsn的增加而减小的，补偿电阻的存在补偿了工作电源的电压增加引起的残留电压的增加，最终大大抑制了由于工作电源的电压变化引起的输出时钟频率的变化。补偿电阻的存在使得本发明振荡器输出时钟频率具有很高的电源抑制比。本发明时序电容的正端电压及输出时钟信号随工作电源的电压变化的波形如附图7所示。附图7表明，时序电容残留电压随着工作电源的电压增加只表现出很微小的增加，增加的残留电荷所引起的时钟频率增加，远远小于大多数片上系统能够容忍的时钟频率偏差的规格。

[0061] 此外当工作电源不变，其它因素如温度引起基准电流增加时，补偿电阻更是能够降低残留电压，由于时序电容残留电压的降低，尽管充电电流增加，但是由于下个时钟周期需要补充的电荷量也会增加，所以下个时钟周期的充电时间不会变短，而是近似保持不变；所以补偿电阻的存在大大抑制了基准电流变化对时钟频率的影响。

[0062] 由上述描述可知，本具体实施方式提供了一种能够在低电压下工作，并且具有很好的抵抗工作电源电压变化和环境温度变化能力的RC振荡器。

[0063] 本发明不局限于上述实施例，基于上述实施例的、未做出创造性劳动的简单替换，应当属于本发明揭露的范围。

标题	发布/更新时间	阅读量
RC振荡器-专利编号CN103546121B	2020-05-11	735
振荡器-专利编号CN103532546B	2020-05-12	159
振荡器-专利编号CN109361359A	2020-05-11	497
RC振荡器-专利编号CN103475337B	2020-05-12	671
RC振荡器-专利编号CN103546121A	2020-05-13	497
振荡器-专利编号CN101971485B	2020-05-13	762
RC振荡器-专利编号CN104579245A	2020-05-12	570
振荡器-专利编号CN108393018A	2020-05-11	329
振荡器-专利编号CN110868157A	2020-05-11	362
振荡器-专利编号CN102439844B	2020-05-13	801

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