放大器的偏置电压的温度补偿很重要，因为放大器通常对电源的电 压变化敏感。这对诸如LDMOS(横向扩散的金属氧化物半导体)器件 之类的RF(射频)功率放大器尤其重要，所述RF功率放大器用于例如 无线系统的基站中。
当基站位于室外时，电源的输出电压随着温度漂移，其变化可以很 大，引起放大方面的较大变化。在现有技术中已经可以通过例如使用传 感器和微控制器执行温度补偿，使得具有预定的控制算法的微控制器基 于传感器感测的温度控制温度补偿电路提供的偏置电压。这种方案非常 复杂且昂贵，并且需要总共几十平方厘米的电路板面积。
美国专利公开US 6,091,279介绍了一种较简单的温度补偿电路，其 包括具有2mV/℃温度偏移特性的与温度相关的元件。利用该与温度相 关的元件，当温度变化时，该电路表现出恒定的斜度-2mV/℃。然而， 该方案也有缺点。因为斜度是恒定的，所以如果需要的补偿不同于该恒 定值，就不能利用该方案。

本发明的目的是提供一种改进的温度补偿电路。根据本发明的一个 方面，提供了一种用于放大器的温度补偿电路，该电路包括：电压调整 器，其具有至少三个端子，第一对端子之间的电压是可调的，而第二对 端子之间的基准电压是热稳定的，并且温度补偿电路的输出电压的至少 一部分从第一对端子提供；元件布置，其包括至少一个具有已知的电压 -温度相关性的元件，该至少一个具有已知的温度相关性的元件耦合在 电压调整器的第一对端子之间；至少两个电阻器单元的电阻器联接，其 用于根据电阻器联接中的电阻器值之比形成斜率，每个电阻器单元包括 至少一个电阻器，以及该电阻器联接耦合到至少一个元件，该元件具有 已知的温度相关性并且耦合在电压调整器的第一对端子之间，用于给温 度补偿电路提供具有温度相关性的输出电压，其是斜率和元件布置中的 至少一个元件的已知的温度相关性的函数。
根据本发明的另一方面，提供了一种用于放大器的温度补偿电路， 该电路包括：用于调整电压的装置，其具有至少三个端子，第一对端子 之间的电压是可调的，而第二对端子之间的基准电压是热稳定的，并且 温度补偿电路的输出电压的至少一部分从第一对端子提供；用于提供已 知的温度相关性的装置；用于形成斜率的装置；以及电路被配置为提供 具有温度相关性的输出电压，其是斜率和已知的温度相关性的函数。
根据本发明的另一方面，提供了一种用于放大器的温度补偿电路， 该电路包括：电压调整器，其具有至少三个端子，第一对端子之间的电 压是可调的，而第二对端子之间的基准电压是热稳定的，并且温度补偿 电路的输出电压的至少一部分从第一对端子提供；元件布置，其包括至 少一个具有已知的电压-温度相关性的二极管，该至少一个具有已知的 温度相关性的二极管在电压调整器的第一对端子之间被正向偏置；至少 两个电阻器的电阻器联接，其用于根据电阻器联接中的电阻器值之比形 成斜率，该至少一个具有已知的温度相关性的二极管与串联电阻器串联 耦合，并且该元件布置和串联电阻器的串联联接与并联电阻器并联耦 合，并联电阻器和串联电阻器是电阻器联接的电阻器；以及电阻器联接 耦合到至少一个二极管，该二极管具有已知的温度相关性并且耦合在电 压调整器的第一对端子之间，用于给温度补偿电路提供具有温度相关性 的输出电压，其是斜率和元件布置中的至少一个二极管的已知的温度相 关性的函数。
根据本发明的另一方面，提供了一种包括温度补偿电路的放大器， 该温度补偿电路包括：电压调整器，其具有至少三个端子，第一对端子 之间的电压是可调的，而第二对端子之间的基准电压是热稳定的，并且 温度补偿电路的输出电压的至少一部分从第一对端子提供；元件布置， 其包括至少一个具有已知的电压-温度相关性的元件，该至少一个具有 已知的温度相关性的元件耦合在电压调整器的第一对端子之间；至少两 个电阻器单元的电阻器联接，其用于根据电阻器联接中的电阻器值之比 形成斜率，每个电阻器单元包括至少一个电阻器，以及电阻器联接耦合 到至少一个元件，该元件具有已知的温度相关性并且耦合在电压调整器 的第一对端子之间，用于给温度补偿电路提供具有温度相关性的输出电 压，其是斜率和元件布置中的至少一个元件的已知的温度相关性的函 数。
根据本发明的另一方面，提供了一种包括具有温度补偿电路的放大 器的发射机，该发射机的温度补偿电路包括：电压调整器，其具有至少 三个端子，第一对端子之间的电压是可调的，而第二对端子之间的基准 电压是热稳定的，并且温度补偿电路的输出电压的至少一部分从第一对 端子提供；元件布置，其包括至少一个具有已知的电压-温度相关性的 元件，该至少一个具有已知的温度相关性的元件耦合在电压调整器的第 一对端子之间；至少两个电阻器单元的电阻器联接，其用于根据电阻器 联接中的电阻器值之比形成斜率，每个电阻器单元包括至少一个电阻 器，以及电阻器联接耦合到至少一个元件，该元件具有已知的温度相关 性并且耦合在电压调整器的第一对端子之间，用于给温度补偿电路提供 具有温度相关性的输出电压，其是斜率和元件布置中的至少一个元件的 已知的温度相关性的函数。
根据本发明的另一方面，提供了一种包括具有温度补偿电路的放大 器的基站，该基站的温度补偿电路包括：电压调整器，其具有至少三个 端子，第一对端子之间的电压是可调的，而第二对端子之间的基准电压 是热稳定的，并且温度补偿电路的输出电压的至少一部分从第一对端子 提供；元件布置，其包括至少一个具有已知的电压-温度相关性的元件， 至少一个具有已知的温度相关性的元件耦合在电压调整器的第一对端 子之间；至少两个电阻器单元的电阻器联接，其用于根据电阻器联接中 的电阻器值之比形成斜率，每个电阻器单元包括至少一个电阻器，以及 电阻器联接耦合到至少一个元件，该元件具有已知的温度相关性并且耦 合在电压调整器的第一对端子之间，用于给温度补偿电路提供具有温度 相关性的输出电压，其是斜率和元件布置中的至少一个元件的已知的温 度相关性的函数。
根据本发明的另一方面，提供了一种包括具有温度补偿电路的放大 器的用户终端，该用户终端的温度补偿电路包括：电压调整器，其具有 至少三个端子，第一对端子之间的电压是可调的，而第二对端子之间的 基准电压是热稳定的，并且温度补偿电路的输出电压的至少一部分从第 一对端子提供；元件布置，其包括至少一个具有已知的温度相关性的元 件，至少一个具有已知的温度相关性的元件耦合在电压调整器的第一对 端子之间；至少两个电阻器单元的电阻器联接，其用于根据电阻器联接 中的电阻器值之比形成斜率，每个电阻器单元包括至少一个电阻器；以 及电阻器联接耦合到至少一个元件，该元件具有已知的温度相关性并且 耦合在电压调整器的第一对端子之间，用于给温度补偿电路提供具有温 度相关性的输出电压，其是斜率和元件布置中的至少一个元件的已知的 温度相关性的函数。
根据本发明的另一方面，提供了一种包括温度补偿电路的放大器， 该温度补偿电路包括：用于调整电压的装置，其具有至少三个端子，第 一对端子之间的电压是可调的，而第二对端子之间的基准电压是热稳定 的，并且温度补偿电路的输出电压的至少一部分从第一对端子提供；用 于提供已知的温度相关性的装置；用于形成斜率的装置；以及电路被配 置为提供具有温度相关性的输出电压，其是斜率和已知的温度相关性的 函数。
根据本发明的另一方面，提供了一种包括具有温度补偿电路的放大 器的发射机，该发射机的所述温度补偿电路包括：用于调整电压的装置， 该用于调整电压的装置具有至少三个端子，第一对端子之间的电压是可 调的，而第二对端子之间的基准电压是热稳定的，并且温度补偿电路的 输出电压的至少一部分从第一对端子提供；用于提供已知的温度相关性 的装置；用于形成斜率的装置；以及该温度补偿电路被配置为提供具有 温度相关性的输出电压，其是斜率和已知的温度相关性的函数。
根据本发明的另一方面，提供了一种包括具有温度补偿电路的放大 器的基站，该基站的所述温度补偿电路包括：用于调整电压的装置，该 用于调整电压的装置具有至少三个端子，第一对端子之间的电压是可调 的，而第二对端子之间的基准电压是热稳定的，并且温度补偿电路的输 出电压的至少一部分从第一对端子提供；用于提供已知的温度相关性的 装置；用于形成斜率的装置；以及温度补偿电路被配置为提供具有温度 相关性的输出电压，其是斜率和已知的温度相关性的函数。
根据本发明的另一方面，提供了一种包括具有温度补偿电路的放大 器的用户终端，该用户终端的温度补偿电路包括：用于调整电压的装置， 用于调整电压的装置具有至少三个端子，第一对端子之间的电压是可调 的，而第二对端子之间的基准电压是热稳定的，并且温度补偿电路的输 出电压的至少一部分从第一对端子提供；用于提供已知的温度相关性的 装置；用于形成斜率的装置；以及温度补偿电路被配置为提供具有温度 相关性的输出电压，其是斜率和已知的温度相关性的函数。
在从属权利要求中描述了本发明的优选实施例。
本发明的方法和系统提供了若干优点。在本发明的一个优选实施例 中，温度斜度可以根据电阻器之比确定，并且可以是任意的量。对于放 大元件可以预先确定该斜度，并且可以通过选择合适的电阻器在生产中 调节该斜度。而且，该斜度与标称电压设置无关，因此有利于产品校准。

下面，将参考优选实施例和附图更具体地描述本发明，在附图中：
图1A示出了一个无线系统；
图1B示出了一个发射机；
图2A示出了一个温度补偿电路的实施例；
图2B说明了一个放大器；
图3说明了一个温度补偿电路的实施例；
图4说明了一个温度补偿电路的实施例；
图5说明了一个温度补偿电路的实施例；
图6说明了一个温度补偿电路的实施例；
图7说明了一个温度补偿电路的实施例；
图8说明了该电路的性能。

本发明的解决方案特别适合于补偿以射频工作的基站发射机或用 户终端的功率放大器中晶体管的器件特性的变化，然而并不局限于此。
首先，通过图1描述了无线系统。典型的数字无线系统包括用户设 备10到14、至少一个基站16和基站控制器18，基站控制器18又可以 称为无线网络控制器。用户设备10到14使用信号20到24与基站16 通信。基站16可以通过数字传输链路26连接到基站控制器18。用户设 备10到14可以是固定安装的终端，或安装在交通工具或便携式移动终 端中的用户设备。用户设备10到14与基站16之间的信号20到24承 载数字化的信息，其例如是由用户或无线系统中的其他单元生成的语 音、数据信息或控制信息。
图1B示出了一个发射机。该发射机可以包括：对一个输入信号(或 多个输入信号)进行编码的编码器50、对信号进行调制且可能进行扩频 的调制器52、将信号与具有期望射频的载波进行混频的混频器54、将 信号放大到期望程度的功率放大器56、将RF(射频)信号作为电磁辐 射进行发送的天线58以及控制块50到56的控制器60。特别地，控制 器60可以用于控制温度补偿电路的斜度。
参考图2A，考虑一个温度补偿电路的例子。电池或其他DC(直流) 电源100可以向该电路提供恒定的电压。源电阻器单元Rs 102可以是电 源100的内部电阻器，但是其还可以表示内部电阻器与外部电阻器的联 合。诸如精度可编程的分路调整器TL431等电压调整器104可以耦合在 电源100的负极与源电阻器102之间。
电压调整器104可以具有三个端子106到110。第一对端子(指阴 极106与基准端子110)之间的电压是可调节的，并且依赖于该对端子 之间的元件值。至少两个电阻器单元的电阻器联接130耦合在第一对端 子之间。该电阻器单元和本申请中提及的其他电阻器单元包括至少一个 电阻器。电阻器联接130耦合到元件布置114，该元件布置114包括至 少一个具有已知的电压-温度相关性的元件，其中该具有已知的温度相 关性的元件可以是半导体或与温度相关的电阻器。在该例子中，串联电 阻器单元Rd 112和半导体元件(与元件布置114有关)存在串联连接， 该串联连接与在阴极106与基准端子110之间的并联电阻器单元Rp 116 并联耦合。在该串联联接中元件的顺序是任意的。半导体元件可以是正 向偏置的二极管或基极和集电极耦合在一起的双极结晶体管(NPN)。 例如，正向偏置的二极管上的电压Vd依赖于温度，并且其可以近似为：
                Vd＝Vd0+(T-T0)dV/dT(1)
其中Vd0是在标称温度T0下二极管上的电压，而dV/dT是当温度变化时 限定电压变化的系数。通常，与温度相关的元件或与温度相关的元件的 联合的某对端子上的电压可以以类似的方式来近似。
热稳定的基准电压形成在第二对端子(指电压调整器的阳极108与 基准端子110)之间的基准电阻器Rr 118上。因为基准电压是恒定的， 所以基准电阻器116的值限定了流经基准电阻器116的电流。
温度补偿电路的正极端子120可以给放大器124提供正输出电压， 该温度补偿电路的正极端子120与与温度相关的元件104的阴极106等 电势。这可以是FET(场效应管)的栅极电压Vgate。漏极电压Vdd可以 直接从如图2A所示的电源100获得。负输出电压可以从负极端子122 耦合到放大器124，其中该负极端子122和与温度相关的元件的阳极108 等电势。
正极输出端子120与负极输出端子122之间的输出电压Vout(1)可以 表示为：
$V_{\mathrm{out}\left(1\right)}=\frac{R_p}{R_p+R_d}\left(\frac{\mathrm{dV}}{\mathrm{dT}}\right)T+$
$\frac{V_{\mathrm{ref}}{R}_d{R}_r+R_p{R}_r{V}_{\mathrm{ref}}+R_p{R}_r{V}_{d0}-R_p{R}_r\left(\frac{\mathrm{dV}}{\mathrm{dT}}\right)T_0+V_{\mathrm{ref}}{R}_p{R}_d}{R_r(R_d+R_p)}---\left(2\right)$
可以注意到，只有第一项 具有温度相关性，第二项相对于 温度是常量。正极输出端子120与基准端子110之间的另一输出电压 Vout(2)可以表示为：
                Vout(2)＝Vout(1)-Vref  (3)
这是正确的，因为输出电压Vout(1)是基准电压与可调电压的联合。另一 输出电压Vout(2)自然地具有与等式(2)相同的与温度相关的项 电阻器联接130中的电阻器单元Rd 112和Rp 116形成斜 率 $s=\frac{R_p}{R_p+R_d},$ 其是电阻器联接中的电阻器的值之比。可以通过改变电阻 器值来改变斜度。电阻器单元之一还可以具有恒定值。这样，只有一个 电阻器单元的值需要变化。这可以通过选择合适的电阻器或通过调节电 阻器来实现。
例如，考虑某些典型值：Vd0＝0.3V，T0＝25℃，dV/dT＝-0.0022V/℃ ＝-2.2mV/℃，Vref＝2.5V。假设期望斜度是-0.5mV/℃。如果电阻器单元 Rp是Rp＝10kΩ，则电阻器单元Rd变成Rd＝34kΩ。因此，斜率s是
$s=\frac{R_p}{R_p+R_d}\approx 0.227.$
显然，输出电压中的斜度 与输出电压Vout(1)(或Vout(2)) 无关。在另一方面，输出电压Vout(1)(或Vout(2))依赖于基准电阻器单元 Rr 118的值。因此，根据等式(2)，输出电压Vout(1)可以表示为
假设需要3.8V的输出电 压，则基准电阻器单元Rr 118的值等于15682Ω。
根据等式(2)很显然，可获得的最大斜度是所用的与温度相关的 元件114的斜度。对于硅二极管，斜度通常是约-2mV/℃。通过串联使 用多个与温度相关的元件可以获得更高的斜度。这使斜度 增加为 这些元件的斜度之和：
${\left(\frac{\mathrm{dV}}{\mathrm{dT}}\right)}_{\mathrm{total}}=\underset{i=1}{\overset{N+1}{\Sigma }}{\left(\frac{\mathrm{dV}}{\mathrm{dT}}\right)}_i---\left(4\right)$
其中N是与温度相关的元件的数目。以类似的方式，输出电压依赖于与 温度相关的元件的阈值电压的数目。因此，等式的第二项变成
$\frac{V_{\mathrm{ref}}{R}_d{R}_r+R_p{R}_r{V}_{\mathrm{ref}}+R_p{R}_r{V}_{d0}-R_p{R}_r\underset{i=1}{\overset{N+1}{\Sigma }}{\left(\frac{\mathrm{dV}}{\mathrm{dT}}\right)}_i{T}_0+V_{\mathrm{ref}}{R}_p{R}_d}{R_r(R_d+R_p)}.$ 如果与温度相关的 元件是相似的，则联合斜度是与温度相关的元件的数目的线性函数，并 且可以简单地表示为 ${\left(\frac{\mathrm{dV}}{\mathrm{dT}}\right)}_{\mathrm{total}}=\underset{i=1}{\overset{N+1}{\Sigma }}{\left(\frac{\mathrm{dV}}{\mathrm{dT}}\right)}_i=N\left(\frac{\mathrm{dV}}{\mathrm{dT}}\right).$ 以类似的方式，则等 式的第二项可以表示为
$\frac{V_{\mathrm{ref}}{R}_d{R}_r+R_p{R}_r{V}_{\mathrm{ref}}+R_p{R}_r{V}_{d0}-R_p{R}_{r}N\left(\frac{\mathrm{dV}}{\mathrm{dT}}\right)T_0+V_{\mathrm{ref}}{R}_p{R}_d}{R_r(R_d+R_p)}.$
图2B示出了放大器150的电路170。输入信号可以通过电容器152 和输入匹配网络154馈送给放大元件150，该放大元件150可以是FET (场效应管)。输入匹配网络154使信号源与放大元件之间的阻抗匹配。 FET的栅极可以通过电阻器、线圈或提供适当阻抗的传输线156耦合到 由温度补偿电路形成的栅极电压Vgate。源极可以连接到地，并且漏极可 以通过线圈或具有适当阻抗的传输线158耦合到操作电压Vdd。放大器 的输出，即漏极，可以耦合到输出匹配网络160，该输出匹配网络160 通过电容器162提供输出信号。输出匹配网络160将外部放大器负载阻 抗转换成适合于放大元件的水平。
参考图3，考虑温度补偿电路的另一个例子。该电路除了使用了不 同类型的电压调整器(诸如LM4041-ADJ等)之外，基本上类似于图 2A。另一个不同在于使用了可调电阻器单元Repot 212。电阻器单元212 可以是机械可调的或电可调的。在该情况下，基准电压Vref形成于阴极 206(该电路的正极端子120)与基准端子210之间，并且可调电压形成 于基准端子210与阳极208(该电路的负极端子122)之间。在该情况 下，输出电压可以表示为：
$V_{\mathrm{out}\left(1\right)}=\frac{R_p}{R_p+R_d}{\left(\frac{\mathrm{dV}}{\mathrm{dT}}\right)}_{\mathrm{total}}T+$
$\frac{V_{\mathrm{ref}}{R}_d{R}_r+R_p{R}_r{V}_{\mathrm{ref}}+R_p{R}_r{V}_{d0}-R_p{R}_r{\left(\frac{\mathrm{dV}}{\mathrm{dT}}\right)}_{\mathrm{total}}{T}_0+V_{\mathrm{ref}}{R}_p{R}_d}{R_r(R_d+R_p)}+$
$\frac{V_{\mathrm{ref}}{R}_d{R}_{\mathrm{repot}}+R_p{R}_{\mathrm{repot}}{V}_{\mathrm{ref}}}{R_r(R_d+R_p)},---\left(5\right)$
其中第一项 与温度有关，而另两项与温度无关。斜率s 是 $s=\frac{R_p}{R_p+R_d}.$ 类似于等式(3)，基准端子210与负极输出端子122之间 的输出电压Vout(2)可以表示为Vout(2)＝Vout(1)-Vref，其中基准电压Vref对斜度 没有影响。斜度可以通过选择电阻器单元Rp和rd进行控制。与斜度无 关，输出电压的范围可以通过可调电阻器单元Repot 212进行调节，可调 电阻器单元Repot 212可以包括可调电位计。可调电位计可以是电控电位 计。
下面假设：Vout_max＝4.0V，Vout_min＝2.5V，标称斜度dV/dT0＝ -1.888mV/℃，标称温度T0＝25℃，并且与温度相关的元件的数目N＝2。 这样得出下述计算值：Rd＝15690Ω，Rp＝11790Ω，Rr＝8220Ω。根据该 结果，可以选择下述值：Repot＝0到10kΩ，Rr＝8200Ω，Rp＝12kΩ， 以及Rd＝15.1kΩ。所选值得出下述性能：Vout_max＝4.006V，Vout_min＝ 2.503V，斜度dV/dT＝-1.948m V/℃。
再考虑图4中示出的另一个温度补偿电路的例子。在该例子中，电 压调整器204可以是LM4041-ADJ等。该电路除了与温度相关的元件和 电阻器联接130与图3中的不一样之外，基本上类似于图3。至少一个 具有已知的电压-温度相关性的元件的元件布置350可以包括NPN双极 结晶体管Q1 304和Q2 306。电阻器联接130可以包括耦合到晶体管Q1 304的电阻器单元R1 300、R2 302。基准电压Vref形成于电压调整器204 的阴极与基准端子210之间的基准电阻器单元118之上。
可调电压形成于基准端子210与电压调整器204的阳极208之间， 在这个例子中该可调电压依赖于限制电阻器单元308、可调电阻器单元 310、晶体管Q1 300和电阻器联接130的值。
假设对于晶体管Q1和Q2存在简单的晶体管基极电压Vbe与温度的 相关性
$V_{\mathrm{be}}=V_{\mathrm{be}}^{\mathrm{nom}}+(T-T_0)d{V}_{\mathrm{be}}/\mathrm{dT}---\left(6\right)$
其中Vbe nom表示在标称温度T0下基极与发射极之间的电压，dVbe/dT是当 温度变化时限定电压变化的系数。在晶体管Q1的基极上的节点电压Vb 可以表示为：
$V_b=\frac{V_c-V_{\mathrm{be}}^{\mathrm{nom}}-(T-T_0)\mathrm{dV}/\mathrm{dT}}{R_2}=$
$\frac{V_{\mathrm{be}}^{\mathrm{nom}}+(T-T_0)\mathrm{dV}/\mathrm{dT}}{R_1}+\frac{i_c}{\beta },---\left(7\right)$
其中Ic是集电极电流而β是电流增益。集电极电流可以确定为：
$I_c=\frac{I_{\mathrm{ref}}{R}_2-V_c+V_{\mathrm{be}}^{\mathrm{nom}}+(T-T_0)d{V}_{\mathrm{be}}/\mathrm{dT}}{R_2}---\left(8\right)$
假设电流增益β较大(例如β＝50，…100)，这符合通常情况，用(8) 替代(7)中的Ic，并且求解集电极电压Vc，则可以得到
$V_c=\frac{(R_{1}d{V}_{\mathrm{be}}/\mathrm{dT}+R_{2}d{V}_{\mathrm{be}}/\mathrm{dT})T}{R_1}+$
$\frac{R_1{V}_{\mathrm{be}}^{\mathrm{nom}}-T_0{R}_{2}d{V}_{\mathrm{be}}/\mathrm{dT}-T_0{R}_{1}d{V}_{\mathrm{be}}/\mathrm{dT}+R_2{V}_{\mathrm{be}}^{\mathrm{nom}}}{R_1}---\left(9\right)$
因为基准电阻器单元118确定了流经基准端子210与负极输出端子122 之间的电流，所以输出电压Vout(1)可以表示为
$V_{\mathrm{out}\left(1\right)}=\frac{(R_{1}d{V}_{\mathrm{be}}/\mathrm{dT}+R_{2}d{V}_{\mathrm{be}}/\mathrm{dT})T}{R_1}+$
$\frac{R_1{V}_{\mathrm{be}}^{\mathrm{nom}}-T_0{R}_{2}d{V}_{\mathrm{be}}/\mathrm{dT}-T_0{R}_{1}d{V}_{\mathrm{be}}/\mathrm{dT}+R_2{V}_{\mathrm{be}}^{\mathrm{nom}}}{R_1}+$
$\frac{V_{\mathrm{ref}}(R_g+R_{\mathrm{epot}})}{R_{\mathrm{ref}}}+V_{\mathrm{ref}}---\left(10\right)$
第一项中的输出电压Vout(1)的温度斜度dV/dT是 $\mathrm{dV}/\mathrm{dT}=\frac{(R_1+R_2)}{R_1}d{V}_{\mathrm{be}}/\mathrm{dT}.$ 尽管从原理上讲晶体管Q2 306不是必需的，但是在没有晶体管Q2 306 的情况下输出电压会由输入信号而被“抬高或拉低”，其可能引起线性度 缺陷(linearity defects)。晶体管Q2 306的输出电压Vg可以表示为
$V_g=\frac{(R_{1}d{V}_{\mathrm{be}}/\mathrm{dT}+R_{2}d{V}_{\mathrm{be}}/\mathrm{dT})T}{R_1}+$
$\frac{R_1{V}_{\mathrm{be}}^{\mathrm{nom}}-T_0{R}_{2}d{V}_{\mathrm{be}}/\mathrm{dT}-T_0{R}_{1}d{V}_{\mathrm{be}}/\mathrm{dT}+R_2{V}_{\mathrm{be}}^{\mathrm{nom}}}{R_1}+$
$\frac{V_{\mathrm{ref}}(R_3+R_{\mathrm{epot}})}{R_{\mathrm{ref}}}+V_{\mathrm{ref}}-V_{\mathrm{be}}^{\mathrm{nom}}-(T-T_0)d{V}_{\mathrm{be}}/\mathrm{dT}---\left(11\right)$
类似于先前的例子，第一项 具有温度相关性， 其他项相对于温度是常量。电阻联接130确定了斜率 $s=\frac{R_2}{R_1}.$ 限制电阻 器单元R3 308的功能是限制调节电阻器单元Repot 310的调节范围。电阻 器单元310可以是机械可调的或电可调的。以这种方式，调节电阻器单 元Repot 310可以用于输出电压电平的精密调整。
例如，假设元件值如下：Vref＝1.1V，Vbe＝0.65V，dVbe/dT＝-2mV/℃。 现在假设温度补偿电路的设计目标如下：Vg_min＝2.5V，Vg_max＝4.0V， dV/dT＝-1.8mV/℃以及Repot＝0到10kΩ。对于电阻器单元R1 300，可 以选择1kΩ的便利值。这样得出下述计算值：R3＝5433Ω，Rref＝7333Ω， R2＝900Ω。替代这些计算值，可以选择下述标准元件：R3＝4700Ω，Rref ＝6800Ω，R2＝910Ω，从而温度斜度dV/dT变成dV/dT＝-1.82mV/℃。
图5说明了与图4中的电路版本不同的一个电路版本。尽管在图5 中调节电阻器单元Repot 310耦合在电阻器300与地之间而不是像图4中 那样耦合在电阻器302与电阻器308之间，但是图4和图5中的电路的 有效操作是相同的。
图6说明的电路与图4和图5中的电路类似。因为电可调电位计与 机械可调电位计相比可能具有较差的端到端电阻器温度稳定性，所以修 改的设计可能更合适。考虑下述电路，该电路中使用电可调电位计310 来对固定电压基准514进行缩放。由于该电压基准，端到端的电阻变化 不会产生影响。仅电可调电位计的电阻器链中的差分变量会影响电压。 由电可调电位计产生的电压施加到用作电压跟随器的PNP晶体管Q1 500的基极。晶体管Q2 502连接到作用类似的二极管，该二极管等同于 晶体管Q3 504的b-e结。合适的电阻器单元Rcs 506和Rcp 508的联合使 得能够将温度斜度设置为从零到单个b-e结的温度斜率。注意，晶体管 Q1和Q3的温度斜度应该至少能够近似地相互抵消。最后，使用恒流源 510来维持晶体管的电流增益和斜度。可以使用诸如LM4041-ADJ之类 的电压调整器，并且在处理中该电压调整器生成偏移电压512。
假设晶体管的基极-发射极饱和电压与温度存在简单的相关性
              Vbe_sat＝Vbe_nom+(T-T0)dV/dT  (12)
从戴维宁(Thevenin)等效电压源开始得到晶体管Q1的发射极电压。 将电可调电位计的建模为具有限定“抽头”设置的k_pot的两个电阻器。 电阻的温度系数(TCR)分为公共TCR和差分TCR，其中公共TCR描 述随着温度变化的端到端电阻的变化，差分TCR描述两个电阻器彼此 间的跟随有多密切。电阻器Rlo 516和Rhi 518可以表示为
Rlo＝Repotkpot[1+(TCRc+TCRd/2)(T-T0)]  (13)
Rhl＝Repot(1-kpot)[1+(TCRc-TCRd/2)(T-T0)]  (14)
其中TCRc表示公共TCR，TCRd表示差分TCR，而kpot是0到1之间的 一个实数，kpot表示机械模拟中的电刷相对于电子电位计的位置。从集 电极发射极电流可以推导出基极电流。集电极发射极电流由用于生成固 定的电压偏移的电流源Ibias驱动。为了方便起见，使用下述电可调电位 计的戴维宁等效电阻和基准电压
Rthev＝1/(1/Rlo+1/Rhi)＝RloRhi/(Rlo+Rhi)  (15)
       Vthev＝VrefRlo/(Rlo+Rhi)  (16)
现在，晶体管Q1的基极电压可以表示为
Vb1＝Vthev+(RthevIblas)/β≈Vthev  (17)
因为电流增益β通常较大，所以可以忽略(17)中的第二项，从而Vb1 和Vthev近似相等。
这导致晶体管Q1的发射极电压Vc1如下
            Vc1＝Ve2＝Vb1+Vbe_sat  (18)
晶体管Q2的基极电压可以表示为
            Vb2＝Vc1+Vbe_sat  (19)
可以根据节点上的电压Vprime将Rcs/Rcp结上的结(nodel)方程写成
(Vprime-Vb2)/Rcs+(Vprime-Vc1)/Rcp＝Iblas  (20)
并且接着求解得到Vprime＝V0-Voffset
Vprime＝Ibias(RcpRcs/(Rcs+Rcp))+(RcpVb2+RcsVc1)/(Rcp+Rcs)  (21)
于是，可以确定晶体管Q3的基极电压为
Vb3＝V0＝Vprime+Voffset  (22)
其导出将施加到LDMOS器件栅极的电压Vgate
Vgate＝Vb3-Vbe_sat＝
Ibias(RcpRcs/(Rcs+Rcp))+(RcpVb2+RcsVc1)/(Rcp+Rcs)-Vbe_sat  (23)
因此，在标称温度T0下温度斜度可以表示为(假设β较大)
$\frac{{\partial V}_{\mathrm{gate}}}{\partial T_{\mathrm{nom}}}=(\frac{{\partial V}_{\mathrm{be}}}{\partial T}{R}_{\mathrm{cp}}+\mathrm{ADD}1+\mathrm{ADD}2+\mathrm{ADD}3+\mathrm{ADD}4)/\mathrm{DENOM}---\left(24\right)$
其中DENOM＝Rcp+Rcs，ADD1＝RcpVrefkpotTCRd，ADD2＝RcsVrefkpotTCRd，
$\mathrm{ADD}3=R_{\mathrm{cp}}{V}_{\mathrm{ref}}{k}_{\mathrm{pot}}^2\mathrm{TC}{R}_d,$ 且 $\mathrm{ADD}4={-R}_{\mathrm{cs}}{V}_{\mathrm{ref}}{k}_{\mathrm{pot}}^2\mathrm{TC}{R}_d.$
为了求解功率放大器电路中需要的元件值，从已知的常数开始。假 设普通晶体管的参数是Vbe＝0.65V，dVbe/dT＝-2mV/℃，β＝50。另外， 假设设计目标如下：Vg_min＝2.5V，Vg_max＝4.0V，s＝-1.8mV/℃，Ibias＝ 1mA以及Vref＝1.225V，并且假设电可调电位计的规格为Repot＝10kΩ， Nsteps＝256，Voffset＝1.1V，TRCc＝0.00075℃/Ω，TRCd＝0.00003℃/Ω。 在这些假设之下，可以选择下述元件：Rcp＝12kΩ而Rcs＝1kΩ。在电 可调电位计设置在最小时，温度斜度变成s＝-1.846mV/℃；电可调电位 计设置在中间时，温度斜度变成s＝-1.799mV/℃；电可调电位计设置在 最大时，温度斜度变成s＝1.846mV/℃。从实用的观点来看，可以认为 斜度变化相对于设置是恒定的。
电可调电位计的电阻值以及因此的标称电压不仅在器件制造期间 可以调节，而且在器件的日常使用期间也可以调节。例如，可以考虑与 温度相关的元件的老化，并且可以调整偏置电压使之适应温度相关性的 变化。这可以通过根据时间或某些其他可测量的性能度量改变电压来执 行。另一种可能方式是测量或者以其他方式确定放大元件的斜度变化， 并且调整温度补偿形成的斜度使之适应该变化。
图7示出了具有可变电压和温度斜度的电路。在图7中，该电路除 了用可调电位计700替代电阻器单元506、508以提供可调斜度机制之 外，其他方面与图6中的电路类似。因此，电阻器联接包括用于调节斜 率的可调电位计，并且该可调电位计给温度补偿电路提供具有温度相关 性的输出电压，该温度相关性是斜率和元件布置114中至少一个元件的 已知温度相关性的可调函数。电位计700可以是机械可调电位计或电可 调电位计(类似于图6中的电位计310)。可以认为，具有k·Rpot值的电 阻器702相应于电阻器单元506，其中Rpot是电位计的总电阻，而k是 0到1之间的一个实数。以类似的方式，可以认为，具有i·Rpot值的电阻 器704与电阻器单元508相对应，其中i是0到1之间的一个实数，使 得k＝1-i。还可以用可调电位计700仅替代电阻器单元506、508之一。
还可以在放大器没有输入信号时，使该放大器截止。这可以通过将 温度补偿电路的最小输出电压设置为低于放大元件的阈值来实现。例 如，如果可以用作放大元件的LDMOS(横向扩散金属氧化物半导体) 晶体管的栅极电压降至低于生产厂商确定的某个阈值电压，则没有电流 在漏极与源极之间流过，并且因此可以使该元件截止。
图8示出了图4、5的温度补偿电路及其例子的操作。输出电压Vg 具有斜度s＝-1.82mV/℃，并且可以独立于斜度将输出电压的电平控制 在2.5V与4.0V之间。斜度可以充分地变化，使得例如可能需要 -1.5mV/℃到-4.0mV/℃的范围。
电压调整器可以是用作相对于温度补偿的基准的电压比较器的任 何种类的电路。电压调整器可以是具有至少三个端子的集成器件或分立 器件。
尽管上文根据附图通过参考多个例子说明了本发明，但是很显然本 发明不局限于此，而是可以在所附权利要求的范围内以多种方式进行修 改。