确定一个移动无线电通信单元位置的能力提供了许多已知的优 点。示例性的使用这样的位置确定能力包括保密应用，紧急响应应用， 和旅行引导应用。提供位置确定能力的常规技术包括到达时间(TOA) 和到达时间差(TDOA)技术。
参照图1，如果一个无线电接收站能确定由一个无线电发射站在一 预定时间发射的一个无线信号在该接收站接收的时间，则该到达时间 可以在常规TOA和TDOA应用中使用。由于发射的时间是已知的，所以 可以确定到达的时间，例如，借助于确定与两站间无线电频道相关的 传播时间。之后这个传播时间乘光速产生两站间几何距离的计算。如 果多个固定位置接收站测量由一个移动发射站发射的信号各自到达时 间，或者如果一个移动接收站测量由多个固定位置发射站各自发射的 多个信号的到达时间，则从该移动站到多个固定站的各个距离能加以 确定，并以常规方式用来计算该移动站的位置。
作为一个例子，现在就用于移动通信的全球系统(GSM)描述上行 链路到达时间近似测量，GSM是无线通信系统的示例，其中可应用上行 链路到达时间测量技术。当一个外部应用(或GSM网络本身)决定确 定一个移动单元(也指移动站)的位置时，一个移动定位中心迫使(通 过一个基站控制器)该移动单元执行常规异步转交，由此该移动单元 发射高达70个上行链路存取短脉冲串，每TDMA帧一个短脉冲串(即， 每8个时隙一个短脉冲串)。移动单元发射该存取短脉冲串试图遵照该 异部转交命令。
移动定位中心(MLC)命令多个定位测量单元(LMU)捕获该存取 短脉冲串并在每个MLU测量每个短脉冲串到达时间。之后LMU将其到 达时间测量和对这些测量的可靠性估算提供给MLC。为计算该移动站的 位置，MLC使用到达时间值和相应的可靠性参量，LMU的地理位置座标， 和有关在LMU的相应内部时基中的时间差的信息。例如，每个MLU可 以装有一个绝对时间基准(例如，一个全球定位系统(GPS)时钟)， 在此情况下，LMU一起被同步，使得在MLC计算移动站位置时，在LMU 中的相对时间差不是一个因数。
正常情况下，短脉冲串包括两部分，一部分是一个已知序列，通 常指的是一个训练序列，而另一部分包括对接收机是未知的数据。当 估算一组短脉冲串的TOA时，噪声，干扰和多径传播是主要问题，在 信号对噪声和干扰比(SNIR)高的情况下，多径传播必然是主要困难， 现存的各种技术提供TOA估算问题。相反的情况是当SNIR很低的情 况。在这种情况下，通常忽略多径传播的影响，而全部努力集中于“寻 找”短脉冲串，即以0.5-1个符号间隔量级精度估算TOA。有时这称 为训练序列检测或短脉冲串同步。
希望提供对TOA的估算可以在高和低的SNIR两种情况下工作。本 发明特别提出在低的SNIR条件下TOA估算问题，即检测问题。
考虑在一个频道上发射的I个短脉冲串，每个短脉冲串包含已知 位的相同的有限序列S(t)(例如，一个训练序列)，并与接收机未知的 其他位在一起。短脉冲串在发射机和接收机之间被延迟一个传播时 间，如上所述，这是确定的目标。由Xi(t)指示对给定的短脉冲串i的 接收信号，这里t是(连续的)时间。为简化起见，所有在此描述的 函数将在时间上是连续的。由于所考虑的信号正常条件下频带受限， 取样值的模数处理能代之以按奈奎斯特(Nyquist)理论来进行，对本 专业技术人员而言这是显见的。
如果忽略时间发散，接收信号可模式化为
Xi(t)＝αiS(t-Δ)+mi(t)    等式1
这里αi是短脉冲串i的接收的信号幅度，因频道衰减其幅度是变化的。 mi(t)项是短脉冲串i的噪声和干扰和。在-个蜂窝系统中，干扰来自 同频发射的另外小区中的用户。由于噪声功率E[|mi(t)|2]在短脉冲串 之间强度通常变化，所以噪声是非静态的。例如，由于干扰信号是衰 减的或由于系统中频率的跳跃，就能发生这种情况。然而，在一个短 脉冲串中，噪声通常考虑成白噪声或静态噪声。
用于估算Δ的技术算法状态被称为非相干积分(ICI)，例如在1997 年11月26日申请的美国专利序列08/978,960中所描述的，在此作 为参考。本质上，这种算法按以下方式进行。定义
Ci(Δ)＝∫S(t-Δ)Xi*(t)dt    等式2
这是在与短脉冲串i相关的接收信号Xi(t)和已知序列S(t)之间 的相关结果。如果SNIR是低的，Ci(Δ)具有成倍峰值，其用在图2 中的|Ci(Δ)|2曲线表示。计算
$g\left(\Delta \right)=\underset{i=1}{\overset{I}{\Sigma }}{\left|C_i\left(\Delta \right)\right|}^2$ 等式3
并挑选使g(Δ)最大的Δ*(即其值)。图3和4分别表示I＝10和I ＝50g(Δ)的例子。在干扰条件(非静态噪声)ICI执行相当差。
ICI的变型是加权的ICI，按以下方式进行。让
$g_W\left(\Delta \right)=\underset{i=1}{\overset{I}{\Sigma }}{W}_i{\left|C_i\left(\Delta \right)\right|}^2$ 等式4
并挑选使gw(Δ)最大的Δ*。Wi是设计的加权系数，例如为放大 高SNIR的短脉冲串和压缩低SNIR的短脉冲串。如通过将图3和4同 图5(I＝10)和6(I＝50)比较所示的那样，这使得比用等式3有更 多可见的峰值。计算加权系数是十分复杂的事情。最佳加权系数赖于 相关短脉冲串的SNIR，但是SNIR不能估算，直到Δ*已知(或已经被 估算)。这样，当使用等式4时需要Δ*去估算Δ*。提出这个问题的一 个途径是进行Δ*的先验估算，并用它来确定加权系数Wi。然而，这样 的一个先验估算经常能不利地使若干符号间隔偏离校正值。此外，在 计算上面等式4之前，加权的ICI也要求收集和储存所有接收的信号 Xi(t)，该等式4在很多应用中是一个不利的限制，例如，在移动无线 电接收机中储存能力一般是受到限制的。
虽然在非静态噪声(干扰)条件下可接受加权ICI的执行，但是 在静态白噪声条件下其执行情况拙劣。
希望由于以上说明提供静态和非静态噪声条件下性能改善的短脉 冲串检测，而且不要求显著的数据储存能力。本发明基于发射和接收 信号间的相关性，还基于这些信号的能量，通过实施一个累积算法函 数提供这样的短脉冲串检测，以估算该短脉冲串的传播延迟。
附图简述
图1示意说明其中能实施本发明的一个示例性通信系统。
图2示意说明一个现有技术的相关函数。
图3和4示意说明现有技术非相干积分(ICI)结果的例子。
图5和6示意说明现有技术加权ICI结果的例子。
图7和8示意说明按本发明的示例性技术，用于估算一个无线电 发射站和一个无线电接收站之间的无线电传播时间。
图9说明按本发明的一个无线电接收站的示例性实施例的相应部 分。
图10说明图9决定因子的一示例性实施例。
图11说明示例性操作，其可以由图9和图10的无线电接收站执 行。
图12图示说明示例性现有技术传播时间估算技术和按本发明的一 个示例性传播时间估算技术之间的比较。
详细说明
按本发明的实施例，从一个无线电发射站到一个无线电接收站的 无线电信号传播的传播时间可以基于计算的相关性值，计算的能量值 和一个已知的能量值进行估算。如上所述，接收站接收分别对应于由 该无线电发射站发射的无线电信令短脉冲串的一系列接收信号。每个 无线电信令短脉冲串包括一个已知信令序列。上述计算的相关值指示 接收信号和已知序列间的相关性，上述计算的能量值是对各个接收信 号进行计算的，而上述已知能量值是该已知序列的能量。
按本发明的示例性实施例，可以用下式来估算传播时间Δ：
                                       等式5
$g_{\log }\left(\Delta \right)=\underset{i=1}{\overset{I}{\Sigma }}{f}_i\left(\Delta \right)=\underset{i=1}{\overset{I}{\Sigma }}\log (E_S{E}_{\mathrm{xi}}-{\left|C_i\left(\Delta \right)\right|}^2)$
这里ES是已知发射序列S(t)的能量，
                  E，＝∫|s(t)|2dt，
而Exi是接收信号Xi(t)的能量，
                  εxi＝∫|xi(t)|2dt
glog(Δ)函数是相对直截了当的，因而计算相对简单。例如，该 对数可以使用现有技术中已知的查找表完成。此外，当接收到每个信 号Xi，能计算相应的对数并简单地加到与以前接收的信号Xi相关的对 数的现存和。这样，可以实施glog测量而不储存任何在先接收的信号 Xi，从而对数据储存的需要减少到最低程度。当由一个移动接收站实施 该glog测量时，这点是特别重要的，因为在那种场合数据储存的能力是 受到限制的。
图7和8用曲线说明等式5的glog测量。在图7例子中使用10个 短脉冲串(I＝10)，而在图8例子中使用50个短脉冲串(I＝50)。如 在图8中所示的那样，产生最小glog值的这个值Δ被选择为发射和接收 站之间的传播时间。在图8中，使glog为最小的值Δ被指定为Δ*。
在附录中指出，使glog最小的值Δ*是在某些(十分一般的)条件 下的最大似然估算Δ。
图9说明按本发明一个无线电接收站(如在图1中所示的)的一 个示例性实施例有关部分。在图9的接收站中，一个普通无线电接收 设备91通过一个无线电通信频道93接收来自发射站的无线电信号。 该接收机设备91能使用普通技术产生相应来自该发射站的发射短脉冲 串i的接收信号Xi。该接收信号Xi输入到决定因子95，其实施等式5 以产生用于任何所要求的定位应用的Δ*。
图10用图说明图9的决定因子95的示例性实施例。接收信号Xi 输入到能量计算器101，其使用普通技术计算Exi。信号Xi还输入到相 关计算器102，它还接收实际上已知的训练序列S(t)作为输入。对于 所有选择Δ的值，相关计算器102能使用普通技术在104输出等式2 的相关函数的幅度的平方。接收信号Xi的能量EXi由乘法器105乘上已 知信号S(t)的已知能量ES。对于所有glog计算，ES将是同样的预定的 常数，并且能容易提供或提前计算。在相减器107，相关计算器102 的输出104与从乘法器105在108输出的积ESExi相组合。相减器107 的输出ESExi-|Ci(Δ)|2加到对数查找表109(或用于确定对数的任何 合适的设备)，其产生按等式5的要求的函数fi(Δ)。接着这个函数 施加到求和累加器100以产生所要求的函数glog(Δ)。据等式5指出， 例如，在10个短脉冲串(i＝10)之后，

这样，对于每个附加的接收信号Xi，由求和累加器100容易计算 glog，不需要储存任何在先接收的信号Xi，而只要通过将对于目前信号 Xi的fi(Δ)加到相应于在先接收的信号Xi的fi值的累加和。一个最 小值检测器106从求和累加器100接收glog(Δ)，检测函数glog(Δ) 的最小值，并输出相应于该检测的最小值Δ*(参见，例如，图8)。
图11说明示例性操作，其可以由图9和10的决定因子执行。在 110，接收目前信号xi。在111，计算能量Exi。在112，能量Exi乘以 已知能量ES。在113，计算|Ci(Δ)|2，在115，确定|Ci(Δ)|2以 及能量积ESExi之间的差。在116，确定该差(即fi(Δ))的对数。在 117，该对数加到对数的累加和(相应于在先接收信号Xi)以产生glog (Δ)。
在118确定是否已处理足够的信号Xi以形成确定Δ*的尝试。如果 是，则在119试图求得glog(Δ)的最小值和相应的Δ*。例如，如果 已处理信号Xi的预定标称阈值数，则在119可以进行这个尝试。在120 确定是否已处理足够的信号Xi以提供在119确定的Δ*的置信度。如果 是，在121输出Δ*。例如，只要考虑glog(Δ)的被确定的最小值足 够清楚地从glog(Δ)的相邻值鉴别出来，则在121能输出Δ*，(例如， 以多于一预定阈值量不同于相邻值)。在118或120，如果确定还无足 够的信号Xi被进行处理，则下一个信号Xi在110等待。按这种方式， 一旦已达到和已处理足够的信号Xi就能确定Δ*。在一个例子中，在 119，可以在已处理10个信号Xi之后进行尝试，但是在121，只有在 已处理50个信号Xi之后才能输出Δ*。
图12用曲线说明使用等式3，4和5估算传播时间的一个示例性 比较。在水平轴上用dB表示载波SNIR，而TOA估算标准偏差(std) (即，Δ*的标准偏差)以符号间隔为单位表示在垂直轴上。在该例中 载波和干扰信号模拟是一个二进制相移键控(BPSK)调制序列，在独 立的平坦雷利(Rayleigh)衰减频道上传播。使用的短脉冲串数为I ＝50。分别以121，122和123表示等式3，4和5的结果。在该例中 等式5的本发明的技术是明显占优的，特别在低SNIR等级。
对本专业技术人员显见的是，以上描述的发明容易实施，例如在 普通无线电接收站的普通时间到达测量/处理部分中通过软件，硬件或 两者的适当的改进。
虽然以上已详细地描述了本发明的示例性实施例，但这并不限制 本发明的范围，其可以在各种实施例中加以实践。