技术领域：

本发明涉及一种用于无线通信领域中的无线信号接收机，尤其涉 及一种采用带通(bandpass)采样技术的无线信号接收机。

技术背景：

在无线通信领域中，待发送的用户信号一般是频率较低且带宽有 限的基带信号，通常可以用两个相互正交的分量I(t)+jQ(t)来表示，其 频谱如图1所示，其中，I(t)为同相分量，Q(t)为正交分量。当发送该 用户信号时，发射机用该用户信号调制一个频率位于射频域的载波信 号上，然后再经由发射天线将该射频信号发射到无线空间。

接收端的接收机经由天线接收到来自无线空间的射频信号，将其 转换为中心频率位于零频的基带数字信号，以便经过基带部分的进一 步处理可以恢复出误码率满足要求的所需用户信号。在现今的无线通 信系统中，大部分设备依然采用传统的超外差式接收机，其具体结构 如图2所示。在图2中，接收机200经由天线接收的射频(RF)信 号，首先经过RF带通滤波器220，然后经过低噪声放大器(LNA) 221对信号的放大处理后，送入下变频单元230中。下变频单元230 利用一个本地振荡信号将接收到的射频信号下变频为中频模拟信号， 再经过中频滤波器233滤除中频域的带外干扰。接着，该变频后得到 的中频信号在I/Q分离单元240中完成正交解调，得到两个相互正交 的基带模拟信号I(t)和Q(t)，最后，再利用模数转换器250I和250Q 将两路基带模拟信号转换为数字信号，从而经过解调器270中的解码 等处理，恢复出所需用户信号。

在图2所示的由射频信号到基带数字信号的转换过程中，中频滤 波器233是必不可少的部件，中频滤波的效果直接影响输出信号的质 量。然而在通常的超外差式接收机中，中频滤波器233一般为体积笨 重而且价格昂贵的声表面波(SAW)器件，难以与其他电路集成。同 时，随着多模手机的发展，超外差式接收机需要对每种模式中的每个 通道带宽都用一个单独的中频SAW滤波器来进行处理，这不仅增加 了接收机的成本，而且还由于硬件条件的限制阻碍了设备升级的步 伐。此外，由于在该接收机中多次使用了模拟混频器，非线性效应、 镜频干扰等问题也在所难免。

为了摆脱由于使用中频滤波器等大型器件所造成的硬件限制，一 种解决方法是使用零中频或直接转换式接收机结构，利用与射频载波 同频的本地振荡信号直接将射频信号转换为基带信号。在于2002年 12月5日公开的，公开号为US20020181614A1，题为“欠采样射频 接收机结构(sub-sampling RF receiver architecture)”的专利文件中提 出了另一种解决办法，即在RF带通滤波和低噪声放大之后，利用带 通采样方法对所接收的RF信号进行采样和滤波，从而得到基带信号。 所谓带通采样，是由于接收机所接收信号实际为一个带宽有限的用户 信号(如图1所示)调制在高频载波上的带通信号，且该带通信号的 下边频远远大于通带的带宽，因而可以选择低于接收信号载波频率的 时钟信号进行采样，从而将采样后信号的部分高阶频谱成份放置在带 通信号下边频与零频之间。由于带通采样中的采样频率远低于信号载 波，因而也称为欠采样。该专利文件中提出了两种类型的欠采样接收 机结构，以下就以插入方式，加入该申请文件中所披露的内容。

第一种类型的欠采样接收机结构如图3所示。图3中，由天线接 收到的RF信号依次经过RF带通滤波器220和LNA 221后，直接送 入采样-保持器310中，以 $f_s=\frac{f_c}{M+1/4}>2B$ 的采样频率进行带通采样， 其中，fc为载波频率，B为调制载波的用户信号带宽，M为任意自然 数。这样，经过采样处理的信号的频谱将在靠近零频处，即 处， 存在一个用户信号的高阶频谱成份。ADC 320是用来将采样后的信号 转换为数字信号。转换后的数字信号分别在两个数字混频器330I和 330Q中，完成数字域的正交解调。这里数字混频器330I和330Q的 作用在于将 处的信号频谱搬移到零频处，从而经过数字低通滤波 器的滤波处理可以恢复出正交的用户数字信号。

这种欠采样接收机结构，虽然省去了模拟混频器和中频滤波器， 但还要使用两个数字混频器来完成第二次频率转移，才能将所需解调 信号的频谱移动到基带内。在这种接收机中为了避免频谱混叠，必须 使用一个大于带通信号带宽两倍的采样频率进行采样处理。而在实际 系统中(如GSM移动电话)，由于很难通过RF带通滤波器220完全 滤除干扰，采样电路的输入信号通常包含宽带干扰，因此，实际选择 的时钟信号总要远远高出理想值，采样效率较低。此外，由于要针对 调制在 载波上的用户信号进行模数转换，因而对模数转换设备的 性能也提出了较高的要求。

为了进一步简化接收机的结构，US20020181614A1的专利文件中 又提出一种两路欠采样接收机结构，如图4所示。图4中经过RF带 通滤波器220和LNA 221的接收信号，首先被分成两路，再分别由 采样保持器410I和410Q以频率为 $f_s=\frac{f_c}{N}>B$ 进行采样处理，其中N 为自然数，两路频率为fs的时钟信号相差90°。在图4所示结构中， 由于载波频率为采样频率的整数倍，所以其采样后频谱在零频处必然 存在用户信号的第N阶频谱分量。利用低通滤波器，即可将零频处 的基带模拟信号滤出。然后，对该基带模拟信号进行ADC转换即可 得到基带数字信号。

此种两路欠采样的方法，虽然省去了第一种类型欠采样接收机中 数字混频器的处理，同时可以直接对基带信号进行ADC转换，但当 选择采样频率时，若N取偶数，则两路信号采样后的结果完全相同， 无法得到分离开的正交用户信号I(t)和Q(t)。此外，在该专利文件中 也未指出具体实现正交用户信号分离的方法。

以上所提出的改进后的接收机结构，虽然不再使用中频滤波器等 大型器件，但仍然没有脱离首先将射频信号转换为基带模拟信号，再 进行模数转换的思想。在新一代无线通信系统内，由于多种通信协议 并存且通信技术不断更新，需要一种更好的方法和装置将所接收的无 线信号转换为基带数字信号。

发明内容：

本发明是将宽带模数转换器尽量靠近射频接收天线，直接对射频 信号进行模数转换，然后尽可能地通过可编程的数字信号处理器件来 实现对接收信号的各种处理。由于数字信号处理所具有的灵活、廉价 和便于集成的特点，采用这种方法可以实现多种通信协议的兼容，便 于技术的升级。

因此，本发明的着眼点就是在分析两路欠采样方法的可行性的基 础上，提出一种直接对射频信号进行模数转换的接收机结构，并给出 恢复所需用户信号的具体方法。

本发明的目的之一是提供一种结构简单的带通采样接收机结构， 直接对射频信号进行模数转换，从而避免使用模拟混频器和数字混频 器。

本发明的目的之二是提供一种结构简单的带通采样接收机结构， 以尽量降低对模数转换器性能的要求，并给出恢复正交用户数字信号 的方法。

按照本发明的一种用于接收射频信号的带通采样接收机，包括： 第一模数转换单元，用于在第一采样时钟信号的控制下，将该射频信 号转换为第一路数字信号；第二模数转换单元，用于在第二采样时钟 信号的控制下，将该射频信号转换为第二路数字信号；一个信号分离 单元，用于将该第一路数字信号和该第二路数字信号中的同相信号与 正交信号分离；其中，所述第一采样时钟信号和所述第二采样时钟信 号的频率是所述射频信号频率的N分之一，N为自然数。

附图简述：

以下将通过参考附图和结合实施例对本发明进行更加详细地解释 和说明，其中

图1是基带用户信号的频谱图；

图2是传统超外差式接收机结构框图；

图3是一种常规的欠采样接收机结构框图；

图4是一种常规的两路欠采样接收机结构框图；

图5是经过用户信号调制的射频信号的频谱图；

图6是经过以频率为 $f_s=\frac{f_c}{N}$ 的时钟信号采样的射频信号的频谱 图；

图7是本发明一个实施例的提出的带通采样接收机结构框图；

图8是本发明一个实施例的提出的用来生成正交采样时钟信号的 设备结构图。

发明详述：

为了能够更为清晰地描述本发明的特点，下面首先结合附图5和 附图6，从理论上分析两路欠采样接收机结构的可行条件，然后结合 附图7描述本发明一个实施例的所提出的接收机结构，并给出用户信 号的恢复方法。

若图1所示的带宽为B的用户信号用两个正交分量来表示，即 I(t)+jQ(t)，那么，经由该用户信号正交调制的载波频率为fc的射频信 号就可以表不为：

S(t)＝I(t)cos(ωct+)-Q(t)sin(ωct+)                         (1)

其中，ωc＝2πfc表示载波的圆频率，为载波初始相位。

为了便于分析该RF信号的频谱特性，对(1)式进行一些必要的数 学变换，则S(t)可以进一步表示为中心频率分别为fc和-fc的两个带通 成份S’(t)和S”(t)：

其频谱特性如图5所示，由图可见，公式(2)和(3)给出的S’(t)和S”(t) 信号的幅频特性存在差异，而信号带宽完全相同。

对射频信号进行带通采样时，为了避免频谱混叠，可以选择频率 为 $f_s=\frac{f_c}{N}>B$ 的时钟信号，那么采样后的信号频谱就相当于原RF信号 频谱(如图5所示)以采样频率fs为周期在频谱域周期性延拓，如图 6所示。由图6可见，由于载波频率为采样频率的N倍，因而在频谱 周期性延拓时，S’(t)和S”(t)的高阶频谱成份将会在采样频率的整数 倍处相互叠加。因而，在零频处必然存在一个带宽为B的叠加后的 频谱分量。这个以零频为中心(即载频为零)的信号的时域表示可由 公式(2)和(3)计算得到，即为I(t)cos()-Q(t)sin()。显然，由于频谱混 叠，该零载频信号实际为正交用户信号I(t)和Q(t)的线性组合，因此 单纯利用低通滤波器滤出该信号，是无法得到分离开来的正交用户信 号I(t)和Q(t)的。

为此，需要对RF信号进行两路带通采样，利用两个同频，不同 相的时钟信号对射频信号进行采样，从而得到的两个彼此不同的正交 用户信号的线性组合，再通过必要的分离过程求得用户信号的I(t)和 Q(t)。此外，由于采样后，零频处存在信号频谱，因而可以利用模数 转换器将采样后信号转换为数字信号。

基于以上思想，本发明所提出的带通采样接收机的结构，如图7 所示。图7中，经由天线接收的RF信号依次经过射频带通滤波器220 的滤波处理和LNA 221的低噪声放大后，被分成两路信号，分别经 过ADC 710和711完成模数转换。其中两个ADC的采样时钟频率 均为N分之一的RF信号的载波频率，但两个ADC的采样时钟CLK1 和CLK2之间存在一个固定的相对时延τ。引入该相对时延τ的目的在 于，使得两路时钟信号的采样点具有不同的载波相位，因此，模数转 换后会得到两个不同的数字序列。其中，为了使得同相分量I(t)和正 交分量Q(t)在时间间隔τ内能够保持相位一致，该相对时延τ还必须远 小于基带信号带宽的倒数，即 $\tau <<\frac{1}{B}.$ 经过ADC转换后的两个数字 序列再分别经过数字低通滤波器720和721，即可滤出采样后数字序 列的零频分量，即基带数字信号。最后，再将两路基带数字信号送入 一个I/Q分离器730中，进行必要的数字信号处理，从而将两个正交 分量分离开来，送入后续的数字处理模块740，以进一步通过解调和 解码等处理恢复出所需用户信号。

按照图7所示的结构，通过计算，可知当采样时钟CLK1和CLK2 之间存在该相对时延τ时，由两个数字低通滤波器720和721滤出的 采样后的基带数字信号，可以分别表示为：

S1(t)＝I(t)cos(1)-Q(t)sin(1)                                (4)

S2(t)＝I(t+τ)cos(1+wcτ)-Q(t+τ)sin(1+wcτ)                (5)

     ≈I(t)cos(2)-Q(t)sin(2)

其中，1，2为载波分别相对于两路采样时钟CLK1和CLK2的初始 相位，2＝1+ωcτ，S1(T)和S2(t)分别表示数字低通滤波器720和721 的输出信号。

此时，如果选择两个采样时钟CLK1和CLK2之间的相位差为 90°，即该相对时延 $\tau =\frac{1}{{\omega }_s}\frac{\pi }{2},$ 又因为 $\frac{{\omega }_c}{{\omega }_s}=N,$ 所以 ${\omega }_c\tau =\frac{N}{2}\pi .$ 当N 为偶数时，公式(4)和(5)中的 ${\omega }_c\tau =\frac{N}{2}\pi =\mathrm{n\pi },$ 因此，公式(4)和(5)简化 后完全相同，将无法得出所需用户信号。

根据以上分析，两路带通采样方法只有当ωcτ≠nπ时才有可能实现 用户信号的恢复，其中n为整数。所以在两路带通采样方法中ωcτ≠nπ 是必不可少的条件。

通过以上对该相对时延τ的限定，经过一些数学换算，可由公式(4) 和(5)得出，I(t)和Q(t)可分别表示为数字低通滤波器720和721的输 出信号S1(t)和S2(t)的线性组合：

由公式(6)和(7)可知，I(t)和Q(t)信号只与射频载波相对于采样时钟 CLK1和CLK2的初始相位1和2，以及低通滤波后得到的两个基带 数字序列信号S1(t)和S2(t)有关。其中，只有载波的相对初始相位1 和2还未知，因此，I/Q分离器730中还需要包含一个初始相位计算 模块。由于在经过小区搜索过程后，发送端发射机发送的训练序列信 号和导频信号对于接收端的接收机而言，已经成为已知信号，因此， 该初始相位计算模块可以利用该训练序列信号或导频信号，计算载波 的相对初始相位1和2。

具体的：假定所接收到的训练序列信号或导频信号的I(t)和Q(t) 信号为I0(t)和Q0(t)。该接收到的训练序列信号或导频信号在经过数字 低通滤波器720和721的滤波后的输出信号假设为S10(t)和S20(t)。将 I0(t)、Q0(t)、S10(t)和S20(t)代入式(4)和(5)得到：

既而，对式(8)和(9)进行简单的数学计算，即可解出1和2，具体表 示如下

当初始相位计算模块确定了1和2后，I/Q分离器730就可以根 据公式(6)和(7)对接收到的S1(t)和S2(t)信号进行处理，从而计算出所 需用户信号的I(t)和Q(t)。由于I/Q分离器730位于ADC之后，因而 所处理的信号为数字序列，在公式中为了便于表述，信号仍以f(t)的 形式表示。

以上结合附图7分析了带通采样接收机的原理，在实际应用中， 本发明所提出的带通采样接收机的操作过程如下：首先，根据所需接 收的射频信号的载波频率fc和用户信号带宽B，确定模数转换器的采 样时钟频率 $f_s=\frac{f_c}{N}>B;$ 然后，根据两路带通采样的必要条件ωcτ≠nπ， 确定两个模数转换器的采样时钟之间的相对时延τ；接着，接收机接 收来自发射机的导频信号(或训练序列)，并在I/Q分离器730中的 载波初始相位计算单元中，根据式(10)和(11)确定载波的相对初始相 位；载波的初始相位确定后，接收机就可以利用以上步骤中得到的参 数，在I/Q分离器730中根据式(6)和(7)对接收信号进行处理，从而 得到所需用户信号的两个正交数字分量，并将其送入后续的数字信号 处理单元740中做进一步的分析。

在本发明的一个优选实施例中，为了进一步简化I/Q分离过程， 可以进一步限定两路时钟信号CLK1和CLK2之间的相对时延τ满足 ${\omega }_c\tau =(2n\pm \frac{1}{2})\pi .$

为了确保CLK1和CLK2之间的相对时延τ能够满足 ${\omega }_c\tau =(2n\pm \frac{1}{2})\pi$ 的条件，若假设 ${\omega }_c\tau =\frac{\pi }{2},$ 则该相对时延 $\tau =\frac{1}{2{\mathrm{\pi f}}_c}\frac{\pi }{2}=\frac{1}{{4f}_c}=\frac{T_c}{4},$ 其中Tc 为载波周期，可以利用图8所示的方法方便地生成两个采样时钟信 号。如图8所示，首先由一个本地振荡器801生成一个二倍于所接收 信号载波频率的信号。该信号在二分频器802中被分成频率与所接收 信号载波频率相同，但相互正交的两路时钟信号。这样就保证了在载 波频率ωc下的相位差 最后再用两个N分频器803和804，将该两 路正交信号的频率降低为原来的N分之一，即采样时钟频率，这样 就可以方便地得到所需的采样时钟CLK1和CLK2。其中，二分频器 802应保证时钟信号CLK1和CLK2之间的相对时延保持不变。

利用满足 ${\omega }_c\tau =(2n\pm \frac{1}{2})\pi$ 的两路时钟信号对RF信号进行采样后， 公式(6)和(7)可以进一步简化。 当 时，

I(t)＝S1(t)cos(1)-S2(t)sin(1)                                    (12)

Q(t)＝-S1(t)sin(1)-S2(t)cos(1)                                   (13)

I(t)+jQ(t)＝[S1(t)-jS2(t)][cos(1)-jsin(1)]＝[S1(t)-jS2(t)]e-j1 (14) 当 时，

I(t)＝S1(t)cos(1)+S2(t)sin(1)                                       (15)

Q(t)＝-S1(t)sin(1)+S2(t)cos(1)                                      (16)

Q(t)+jI(t)＝[S2(t)+jS1(t)][cos(1)+jsin(1)]＝[S2(t)+jS1(t)]ej1 (17)

由公式(12)至(17)可知，I(t)和Q(t)信号只与射频载波相对于采样时钟 CLK1的初始相位1和低通滤波后得到的两个基带数字序列信号S1和 S2有关。其中，只有载波的相对初始相位1还未知，因此，I/Q分离 器730中的初始相位计算单元可以利用已知的训练序列信号或导频 信号，利用等式(10)，计算载波的相对初始相位1。

当在初始相位计算单元中计算出1之后，I/Q分离器730即可根 据等式(12)和(13)或等式(15)和(16)对接收到的S1(t)和S2(t)信号进行 处理，计算出用户信号的I(t)和Q(t)。

由以上公式(14)和(17)可见，将采样后的序列旋转一定的相位1即 可得到正交用户信号I(t)和Q(t)。这种采样方法在效果上等价于使用 正交的载波频率信号对接收信号进行正交解调的方法，这是将此种采 样方法命名为正交带通采样的原因。

在上述优选实施例的I/Q分离过程中，如果两个时钟信号与载波 同步，且载波的初始相位关系为： n＝0，1，2，3，那么I/Q分 离过程可以更进一步简化，并且可以从采样序列中直接获得正交用户 信号，只不过在不同情况下正交用户信号与数字滤波器的输出信号之 间可能存在符号的变换，具体如下：

当1＝2kπ且 ${\omega }_c\tau =(2n\pm \frac{1}{2})\pi ,$

I(t)＝S1(t)                                       (19)

Q(t)＝S2(t)                                      (20)

当 且 ${\omega }_c\tau =(2n\pm \frac{1}{2})\pi ,$

I(t)＝S2(t)                                      (21)

Q(t)＝-S1(t)                                       (22)

当1＝(2k+1)π且 ${\omega }_c\tau =(2n\pm \frac{1}{2})\pi ,$

I(t)＝-S1(t)                                       (23)

Q(t)＝±S2(t)                                      (24)

当 且 ${\omega }_c\tau =(2n\pm \frac{1}{2})\pi ,$

I(t)＝±S2(t)                                      (25)

Q(t)＝S1(t)                                        (26)

所以当载波初始相位确定单元中计算出 n＝0，1，2，3 时，I/Q分离器730就可以依据不同的情况采用式(19-26)的方法来恢 复用户信号，即：可以采用将两路基带数字信号分别作为复信号的实 部和虚部，然后将该复信号的相位进行n倍90°旋转，再将得到的复 信号的实部和虚部分别作为对应的分离的同相信号和正交信号，从而 使得I/Q分离过程达到最简。

以上所述的I/Q分离器以及其中的载波初始相位计算单元既可以 由软件来实现，也可以将公式中的算法固化成专用硬件来实现，或者 采用软硬件相结合的方式来完成。

有益效果：

综上所述，本发明提供的带通采样接收机，通过带通采样方法直 接对射频信号进行模数转换而得到基带信号，省却了模拟混频器和中 频滤波器等体积大、功耗大且难集成的元件，不仅大大简化了接收机 结构，还避免了在传统接收机中必然存在的非线性效应、镜频干扰、 直流偏移和混频噪声等问题。由于选择带通采样技术，采样频率远低 于载波频率，因而对模数转换器的性能要求较低。本发明还克服了现 有技术中两路欠采样方法的缺陷，限定两个采样时钟信号间的时延τ 必须满足ωcτ≠nπ的条件，使得本发明所提出的接收机结构可以适用 于各种情况。并且在两个采样时钟信号间的相对时延τ满足 ${\omega }_c\tau =(2n\pm \frac{1}{2})\pi$ 的条件时，还可以简化I/Q分离的计算过程，尤其是当 采样时钟信号与载波信号相位同步、且满足 n＝0，1，2，3时， 可以直接从采样后信号中得到用户信号的正交分量，可以更加简化 I/Q分离的计算过程。此外本发明还给出了I/Q分离的具体方法，使 得本发明提出的接收机能够在实际中得到应用。

本领域的技术人员应当理解，本发明所公开的带通采样接收机， 还可以在不脱离本发明内容的基础上做出各种改进。因此，本发明的 保护范围应当由所附的权利要求书的内容确定。