本发明涉及一种处理从光记录媒体重放或在其上记录的重放或记录装 置中的光电扫描器输出信号的方法、以及具有一数字伺服控制器输入电路并 适于实现该方法的相应装置。

这种方法及所述的具有一数字伺服控制器输入电路的装置被用作CD、 磁光盘、CD-ROM、数字视盘等的光盘驱动器中的部件，这一点在一段 时间以来已为人所知。在这种情况下，伺服控制器用于确保扫描光记录媒体 的激光束始终精确地遵循记录媒体上的坑道，并且，即使在光记录媒体有一 定量的不可避免的不均匀、偏心或其他干扰影响的情况下也能随时以足够的 精度聚焦到记录媒体的信息承载层上。在已知的方法及其相应的装置中，扫 描器的输出信号首先提供给一个具有低通滤波器和微调及校正电路的模拟电 路，然后由此引起的聚焦误差信号及光道偏离特有的光道误差信号在一个模 拟/数字转换器(以下称为A/D转换器)中以通常的基本采样频率44.1kHz或两 倍的采样频率(这也是通常的)88.2kHz被数字化。然后，数字化的信号作为输 入值被提供给数字伺服控制器。

该已知方法及其相应的已知装置的最大缺点是，模拟低通滤波器对抑制 该两种误差信号的高频分量，例如射频分量非常关键，并且要求OFFSET(补 偿)和BALANCE(平衡)的必要的微调或校正必须以相对复杂的方式在模拟域 进行。该已知方法及其相应的已知装置电路可能在A/D转换之前需要多级模 拟低通滤波器，而且只有在光扫描器的每个输出信号被分别数字化时，微调 或校正才能以数字方式进行。这样，不管是该已知方法还是其相应的装置都 不是最适于集成一个解码器和一个数字伺服部分，包括一个A/D转换器和一 个数字伺服控制器，例如采用CMOS技术。

本发明的目的在于提供一种用于处理从光记录媒体重放或在其上记录 的重放或记录装置中的光电扫描器输出信号的方法，以及具有相应的数字伺 服控制器输入电路的装置，使得极大地减少了数字伺服控制器输入端的外部 元件，同时保持了自动或手工微调及自动或手工校正的能力。

本发明采用的梳状滤波器在专业文献中又称为移动时间平均(moving time average，MTA)滤波器，它以一种已知的方式用作将一调制信号欠采样 (undersamplimg或所谓的down sampling)到任一给定的较低采样频率，该调制 信号是通过过采样而数字化的。在本发明的方法及本发明的装置的伺服控制 器的相应输入电路中，较高采样率的信号以这种方式通过欠采样转换为较低 的采样率，而该较低的采样率足以用于数字跟踪和聚焦伺服控制。这首先意 味着，由于有较高的采样频率，光电扫描器的所有输出信号(具有例如约 700kHz的带宽)可不用任何模拟低通滤波器直接数字化。对扫描器的各数字 化输出信号的独立处理使得某些自动数字微调或校正过程，如OFFSET和 BALANCE，可以在获得光道偏离误差信号和聚焦误差信号之前以一种简单 的方式在各输出信号上进行。

本发明的方法及其相应的装置有很多优点。一方面，不仅其实现只需更 少的模拟部件，而且，在数字伺服部分的光扫描器和一集成电路(以下亦称作 IC)之间的信号路径上不需要模拟部件，该数字伺服部分可具有一A/D转换 器、梳状滤波器、微调及校正电路、数字伺服控制器及解码器，这样，扫描 器的输出信号可以直接馈给该IC。在此程度上，本发明的解决方案为光盘驱 动器所用的多个IC的设计提供了一种最优的架构。另一方面，过采样在A/D 转换器的下游提供了较高分辨率的数字伺服信号，利用此事实可以例如在某 种程度上降低A/D转换器的分辨率，这样可使其被设计得更廉价。而且，得 益于完全的数字处理方法，可以对每个扫描器输出信号的增益和OFFSET进 行简单的自动的微调/校正。例如，在跟踪和聚焦控制的已知的3光束法中， 光扫描器提供6个不同的输出信号A、B、C、D、E、F。根据本发明 的解决方案，在采用梳状滤波器欠采样后，只有分离的信号馈给数字信号处 理器。这些分离的信号非常有利地是与输出信号A、B、C、D、E、F 对应的信号A″、B″、C″、D″、E″、F″，并根据本发明被采样和滤波。根据 本发明一有益的改进，已经部分预处理的信号，如求和信号A+C和B+D 被提供给梳状滤波器。这样做的优点在于，如果它们要求一致的OFFSET和 /或BALANCE微调或相应的校正，则没必要对不同的信号进行两个独立的微 调操作或校正。提供给数字信号处理器的是所述的分离的信号，而不是通常 的光道偏离和聚焦误差信号。这一点非常有利，因为众所周知，任何光扫描 器的输出信号的增益和OFFSET由于其对准(alignment)而不同，因而微调对 更好的跟踪是绝对关键的。最后，本发明的解决方案的一个优点是，A/D转 换器的输入为获得想要的分辨率无需任何匹配。在本发明的装置的IC中，扫 描器的输出信号E和F在A/D转换器中被彼此独立地数字化。这意味着在电 路打开时的输出信号与电路关闭时的输出信号之间没有任何幅度差。因而没 有必要对A/D转换器的输入进行任何匹配。

扫描器输出信号的数字化最好以48倍的过采样(n＝48)进行，这样产生 的48*44.1kHz的采样频率足够高于奈奎斯特(Nyguist)频率，因为扫描器输出 信号的带宽一般达大约700kHz。

在许多情况下，跟踪控制采用所谓的3光束法工作，光扫描器提供6个 不同的输出信号A、B、C、D、E、F。根据本发明方法的一个改进， 由上述信号形成求和信号(A+C，B+D)，然后将其以所述的采样频率数 字化，并送至进一步的各方法步骤。

根据本发明一有益的改进，梳状滤波器电路被分割为IIR滤波器部分(所 谓的无限冲激响应滤波器)和FIR滤波器部分(所谓的有限冲激响应滤波器)， 这两个滤波器都包括k个存储模块，k为梳状滤波器的阶数。在本发明方法 的一改进中，梳状滤波器的IIR部分的存储模块最好通过一“复位”命令在 每个n采样过程后复位。这种方法的优点在于可以省略一级FIR滤波器，这 意味着由此形成的改进的梳状滤波器的中间级既完成IIR滤波器级的功能， 又完成FIR滤波器级的功能，这种情况下保留了IIR滤波器结构。结果，例 如使用了一个二阶梳状滤波器(k＝2)，从而有两级IIR和两级FIR滤波器， 这样形成的滤波器的中间级完成第二IIR滤波器级和第一FIR滤波器级的功 能，同时仍具有IIR滤波器结构。本发明的“复位”命令在每个48采样过程 后以48倍过采样进行。这意味着由此形成的IIR/FIR滤波器级可作为积分器 将输入信号在存储模块中加48次，并且一旦被加起来的信号被使用“时钟” 1/48(即采用一个频率相当于1/48过采样时钟频率的时钟)缓冲存储到最后一 个存储模块，IIR/FIR滤波器级中的存储模块的内容被一个“复位”命令复 位，该“复位”命令同样也是以频率相当于1/48过采样时钟频率的时钟来产 生的。

本发明不仅局限于跟踪控制的所述3光束法，而且可以同样有益地用于 采用其他跟踪方法工作的相应装置中。

以下将参照附图更详细地说明本发明一优选实施例，其中，

图1示出一数字伺服控制器的一输入电路，

图2示出本发明一装置的数字伺服控制器的一输入电路，

图3示出一欠采样的二阶梳状滤波器，以及

图4示出图3梳状滤波器的一最优化设计。

图1示出处理从光记录媒体重放或记录到光记录媒体的重放或记录装置 中的光电扫描器3输出信号A至F的数字伺服控制器1的输入电路的电路布 局。在此假设跟踪控制采用通常的3光束法，其中扫描器3提供6个不同的 输出信号A至F。在此情况下，信号A、B、C和D用于获得一聚焦误差 信号和一信息信号，而信号E和F用于形成一光道误差信号。相应的扫描器 3的设计和3光束法已众所周知，因此没必要在此详述。扫描器的输出信号 A至F首先提供给包括一微调及校正装置和至少一个低通滤波器的模拟电路 13。该模拟电路13以一种已知的方式连接到一解码器15，该解码器15将 扫描器3发出的信号转换为一信息信号。与光道偏离对应的聚焦误差信号FE ＝(A+C)-(B+C)和光道误差信号TE＝E-F在模拟电路13的输出端提 供，并提供给模拟/数字转换器2(以下称为A/D转换器)。A/D转换器2是一 数字伺服部分的部件，该数字伺服部分的关键部件除A/D转换器2外，还包 括数字伺服控制器1。聚焦误差信号FE和光道误差信号TE在A/D转换器2 中以通常的44.1kHz的采样频率、或以两倍的通常的采样频率(即88.2kHz) 被数字化，然后提供给数字伺服控制器1以进行进一步的信号处理。模拟电 路13，尤其是其中的低通滤波器对于数字伺服控制器的该输入电路抑制误差 信号FE、TE中的射频分量是必不可少的。

图2示出本发明的装置的数字伺服控制器1的改进的输入电路的电路布 局。与图1的输入电路不同，输出信号以求和信号A+C、B+D、E和F 的形式直接地(即不用插入任何模拟电路)提供给A/D转换器2作为输入信 号。在A/D转换器2中，输入信号A至F以48倍过采样(即以48*44.1kHz) 的采样频率被数字化，该采样频率足够高于奈奎斯特频率。此后，数字化的 信号A至F被提供给二阶梳状滤波器4，在这里它们被从48倍的采样频率 欠采样到基本采样频率(44.1kHz)，该过程对数字聚焦和跟踪伺服控制已足够 了。这样，求和信号(A+C)′、(B+D)′、E′和F′被在梳状滤波器输出端提供， 并提供给一自动微调和校正装置6以便分别进行OFFSET和BALANCE的微 调和校正。

最后，聚焦误差信号FE和光道误差信号TE采用下面众所周知的式子在 数字伺服控制器中由微调过和校正过的信号(A+B)″、(B+D)″、E″和F″获 得： FE＝(A+C)″-(B+D)″    (式1) TE＝E″-F″            (式2) (A+C)″＝[(A+C)′-OFFSET1]*BALANCE1 (B+D)″＝[(B+D)′-OFFSET2]*BALANCE2 E″＝(E′-OFFSET3)*BALANCE3 F″＝(F′-OFFSET4)*BALANCE4

在此情况下，OFFSET1、OFFSET2、OFFSET3、OFFSET4是OFFSET 校正所用的参数，而BALANCE1、BALANCE2、BALANCE3、BALANCE4 是BALANCE校正所用的参数。

图3示出一k阶梳状滤波器的详细框图，该滤波器在专业文献中偶尔也 称为移动时间平均(MTA)滤波器。在滤波器输入端16和滤波器输出端18之 间设置了四个存储模块5、7、9、11，作为例子，它们都是有传递函数Z -1的D触发器。该滤波器及其传递函数被分解为一个包括一第一IIR滤波器 级8和一第二IIR滤波器级12的无限冲激响应滤波器(亦称IIR)部分、和一个 包括一第一FIR滤波器级10和一第二FIR滤波器级14的有限冲激响应滤波 器(亦称FIR)部分。

这种滤波器的一般传递函数可表达为下式： ${\left(\underset{i=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{z}^{-i}\right)}^k=\frac{1}{N}*{\left(\frac{1-z^{-N}}{1-z^{-1}}\right)}^k$ (式3) 其中N＝欠采样因子，

k＝滤波器的阶数。

从48倍采样频率欠采样到基本采样频率的二阶梳状滤波器4的传递函 数如下式所示：

(Z-0+Z-1+Z-2……+Z-46+Z-47)2    (式4) 将式3代入式4中得， ${\left(\frac{1-z^{-48}}{1-z^{-1}}\right)}^2$

该梳状滤波器4进行欠采样并同时保持了高于8位的信噪比，该信噪比 对光盘驱动器的数字伺服应用已足够了。此外，通过48倍过采样还可再获得 2.7位，即在A/D转换器下游获得附加的分辨率，因此，例如，A/D转换器 的分辨率可以设计得更低。

在本实施例中，用于对光扫描器发出的信号进行采样的时钟信号称为 “时钟1”，而每个第48个采样点的时钟信号称为“时钟1/48”。

图4示出了本发明的装置的一改进的二阶滤波器的详细框图，该滤波器 与图3梳状滤波器的差别在于IIR滤波器部分的一存储模块5′在每个48采样 过程后由一“复位”命令复位。通过该“复位”功能，存储模块5′完成第二 IIR滤波器级12和第一FIR滤波器级14的功能(见图3)，这样，IIR/FIR滤 波器级20可由IIR滤波器结构构成。由此可省去第一FIR级10中的存储模 块7。

由于“复位”命令在每个48采样过程后发生，所以IIR/FIR滤波器级20 可以作为积分器在存储模块5′中将输入信号加48次，而且一旦加起来的信号 被以“时钟1/48”缓冲存储在最后一个存储模块，IIR/FIR滤波器级中的存 储模块5′中的各内容被“复位”命令复位。

总而言之，说明了一种处理从光记录媒体重放或在其上记录的重放或记 录装置中光电扫描器(3)的输出信号A至F的方法以及一种具有相应的数字伺 服控制器输入电路的装置，包括以下方法步骤：首先，输出信号A至F不用 插入低通滤波器而直接提供给一A/D转换器(2)，并用n倍过采样数字化。然 后数字化的输出信号被提供给k阶梳状滤波器(4)，通过该滤波器将这些信号 欠采样到通常的采样频率(44.1kHz)。此后，梳状滤波器(4)的欠采样的输出信 号A′至F′提供给一微调及校正电路(6)，由其分别进行OFFSET和BALANCE 的微调和校正。最后，微调过/校正过的输出信号A″至F″被提供给一数字伺 服电路(1)的微调及校正电路，由其产生一聚焦误差信号(FE)和一光道偏离误 差信号(TE)。