现代通信装置(例如蜂窝电话)可利用锁相环装置对利用发送数 据调制的通信载波信号进行频率合成。锁相环装置允许对载波信号频 率进行精确控制并因此能够使载波信号调制所依赖的数据以稳定的、 已知频率进行可靠传送。在这种锁相环(PLL)频率合成器中，压控 振荡器(VCO)根据VCO频率控制信号以期望的频率产生输出载波 信号。在简化的PLL结构中，该控制是通过反馈环路实现的，其中 VCO输出信号通过反馈环路而被耦接到相位-频率检测器，所述相位- 频率检测器将VCO信号相位或频率与固定频率参考信号的相位或频 率进行比较并产生对应于VCO信号和固定频率信号之间的相位差的 频率控制信号。该频率控制信号通过低通环路滤波器进行平滑处理， 并且然后被施加给VCO，使得在其稳态下，VCO输出信号频率与固 定频率参考信号的频率相匹配。
可在PLL反馈环路中包括分频器，以便能够将VCO输出信号的 频率分割成为固定频率参考源的频率的倍数的频率。相位-频率检测器 将分频器的输出与固定频率源进行比较以控制VCO相位。这样，由 VCO产生的载波信号的频率被恒定控制，使得其被“相位锁定”为固定 频率参考的频率的倍数。

本发明的实施例可提供一种基于希格马-德尔塔的锁相环装置，其 包括相位频率检测器、电荷泵、环路滤波器、压控振荡器和分割器 (divider)电路。所述相位频率检测器可接收参考信号和反馈信号，并 基于参考信号和反馈信号的比较来输出UP(上)/DOWN(下)信号。 所述电荷泵可基于来自相位频率检测器的输出信号来输出电荷。所述电 荷泵可包括施加固定电流量的第一电流源和施加可变电流量的第二电 流源。所述压控振荡器可基于从电荷泵接收的电荷而输出时钟信号。所 述分割器电路可接收从压控振荡器输出的时钟信号并向相位频率检测 器输出反馈信号。可将希格马-德尔塔调制器与分割器电路耦接。
所述第二电流源的可变电流量可基于在相位频率检测器处的参 考信号和反馈信号的相位误差。另外，电荷泵输出的电荷量可与相位 频率检测器处的参考信号和反馈信号之间的相位差呈线性比。
再者，所述第一电流源的幅值可大于第二电流源的幅值。所述不 同的幅值可在锁相环装置的锁定状态下提供相位偏移。
本发明的其它优点、目的、特征和实施例可在下述的说明中部分 地阐释，并且对于本领域技术人员来说在进行下面的审查时可部分地 变得显而易见或可从本发明的实践获知。

当结合附图阅读下面对配置和示例实施例以及权利要求的详细 说明时，本发明的以上说明和更好的理解可变得明显，所有的配置、 示例实施例和权利要求都构成本发明公开的一部分。虽然前述和下面 的所写和所例示的公开集中于披露本发明的配置和示例性实施例，但 是应该容易理解这同样仅仅是例示和示例，并且本发明并不局限于此。
下面是附图的简略说明，其中相同的参考数字指代相同的元件， 并且其中：
图1为根据一示例配置的基于PLL的频率合成器的方框图；
图2为根据一示例配置的基于希格马-德尔塔的PLL的局部视 图；
图3为根据一示例配置的相位频率检测器和电荷泵的示图；
图4为表示根据一示例配置的在没有电荷泵失配的情况下基于相 位差的电荷泵的转移特性的曲线图；
图5为表示根据一示例配置的在有电荷泵失配的情况下基于相位 差的电荷泵的转移特性的曲线图；
图6为根据一示例配置的与图3的电荷泵和PFD相关的信号的 定时图；
图7为表示根据本发明一示例实施例的基于相位差的电荷泵的转 移特性的曲线图；
图8为根据本发明一示例实施例的相位频率检测器和电荷泵；
图9为根据本发明一示例实施例的与图8的电荷泵和PFD相关 的信号的定时图；
图10表示根据本发明一示例实施例的相位频率检测器和电荷泵；
图11为表示根据本发明一示例实施例的基于相位差的电荷泵的 转移特性的曲线图；
图12为根据本发明一示例实施例的与图10的电荷泵和PFD相 关的信号的定时图。

在下面的详细说明中，相同的数字和符号在不同的附图中可用于 指代相同、相应或相似的部件。另外，在下面的详细说明中，可以给 定示例尺寸/模型/值/范围，但本发明的实施例并不限于此。另外，可 以方框图的形式来显示配置和实施例，以避免使本发明晦涩，并且还 因为考虑到关于实现这种方框图配置的细节可能取决于将要实现本发 明的平台。也就是，所述细节可以适当地处于本领域技术人员的范围 内。当阐释特定的细节以便说明本发明的示例实施例时，本领域技术 人员应该显而易见，在没有这些特定细节的情况下也能够实现本发明 的实施例。
以下讨论可能使用对于这些附图可以互换的术语：信号和信号 线。也就是，术语信号可对应于图中所示的信号线。也可以针对作为 来自不同电路部件的输入或输出的信号来说明配置和实施例。虽然所 述讨论对信号进行表示，但该信号可通过信号线或其它类型的机构来 传送。另外，可将值或信号说明为HIGH(高)或LOW(低)和/或 上或DOWN，但这些说明旨在涉及所讨论的配置和/或实施例。例如， 一值或信号在一种配置中可以被描述为HIGH，而如果提供在另一个 配置中则可以是LOW(例如通过逻辑变化)。可以在期望的一般意 义下使用术语HIGH和LOW。可通过逻辑变化以总体/部分地反转高 和低信号，来实现实施例和配置。
可在有线和无线应用中使用锁相环(PLL)来产生载波频率或定 时参考(例如时钟信号)。图1为根据一示例配置的基于PLL的频率 合成器的方框图。其它配置也是可以的。更加具体的，图1表示如下 PLL，其包括相位频率检测器(PFD)10、低通滤波器(LPF)20(或 环路滤波器)、压控振荡器(VCO)30和反馈分割器电路40。PFD 10 接收参考信号fref，还从分割器电路40接收反馈信号ffdb。PFD 10对 参考信号fref和反馈信号ffdb进行比较，并通过低通滤波器20将信号 输出给VCO 30。经过滤的信号基本上是施加给VCO 30的缓慢变化 或改变的DC信号。VCO 30输出可以被用作计时信号的VCO信号 (fout)。还可以将VCO输出信号fout输入给反馈分割器40，反馈分 割器40将所述反馈信号ffdb输出给PFD 10，用于与参考信号fref进行 比较。
在环路带宽和信道间隔之间可能有一个折衷。也就是，当使用整 数N PLL时，信道间隔可与比较频率相同。环路带宽可以较之比较频 率小因数十。因为锁定时间与环路带宽成反比，所以可使环路带宽变 小以减小锁定时间。除了这种折衷之外，也可以通过环路带宽来影响 相位噪音。因为通过增加环路带宽可以降低带内相位噪音，所以相位 噪音也可以被改进相同的因数。然而，信道间隔的限制或合成输出的 频率分辨率限制了具有宽环路带宽的PLL的使用。
图2为根据一示例配置的基于希格马-德尔塔的PLL的局部视 图。其它配置也是可以的。为了易于说明，图2仅仅示出了基于希格 马-德尔塔的PLL的一部分。图2并未示出也构成PLL的PFD 10、 低通滤波器20和VCO 30。基于希格马-德尔塔的PLL可以具有快速 切换时间和任意小的频率分辨率。更具体的，在基于希格马-德尔塔的 PLL中，反馈路经中的分割器40可由针对精确频率分辨率的希格马- 德尔塔调制器45来控制。等式(1)表示用于如图2所示的基于希格 马-德尔塔的PLL的频率产生等式。
f vco = f ref R ( K · P + S + N D ) - - - ( 1 )
括号中的头两个值(即，P和K值)是合成频率的整数部分，而 括号中最后的值(即S、N和D值)是合成频率的分数部分。在基于 希格马-德尔塔的PLL中，分数部分中分母的值非常大，由此可提高 频率分辨率。表1表示用于使用基于希格马-德尔塔的PLL来产生频 率的示例。
表1：使用希格马-德尔塔PLL进行频率产生的示例
  fVCO   fref   R   K   P   S   N   D   915.15MHz   19.68MHz   1   4   11   2   987   1968
基于希格马-德尔塔的PLL的一个问题是与PLL中的失配相关的 假频(spurious tone)。例如，电荷泵和PFD的失配可产生杂散值(spure value)，这些杂散值与从分数N合成器产生的杂散(spur)类似。
当在电荷泵中存在过多的失配时，希格马-德尔塔调制器45的随 机化属性可能变得无效。在该情形下，在VCO的输出中可出现分数 杂散，并且相对于载波频率的偏移频率可变成等于所述分数部分。为 了避免或最小化电荷泵失配，配置可以使电荷泵的UP和DOWN电流 匹配(基于从PFD输出的UP/DOWN信号)。然而，由于测量精度， 这种补偿的精度可能是不足的。模拟显示出最坏情况的失配(考虑到 处理和环境变化)可能超出若干个百分比。
图3为根据一示例配置的相位频率检测器(PFD)和电荷泵(CP) 的示图。图4为表示根据一示例配置的在没有电荷泵失配的情况下(即 Inorm＝I＊norm)基于相位差的电荷泵的转移特性的曲线图。图5为表示 根据一示例配置的在有电荷泵失配的情况下(即Inorm≠I＊norm)基于相 位差的电荷泵的转移特性的曲线图。其它配置、曲线图和数据也是可 以的。
更加具体的，图3表示接收参考信号fref和来自VCO(并通过分 频电路40)的反馈信号(ffdb)的相位频率分割器(PFD)110。PFD 110 比较参考信号fref和反馈信号ffdb的相位并输出UP信号或DOWN信 号以便控制VCO的振荡。UP信号和DOWN信号还可以被分别称为 UP脉冲和DOWN脉冲。图3还示出了与PFD 110的RESET输入端 耦接的AND(与)门130和缓冲电路120。AND门130基于UP信号 线和DOWN信号线上的信号来输出信号。缓冲电路120提供延迟以 防止任何死区。
电荷泵可包括电流源140、电流源150、电容器160以及开关145 和155。电荷泵的输出端165可与环路滤波器耦接以通过环路滤波器 向VCO提供电荷(或信号)。基于施加给开关145的UP信号，电流 源140可施加电流Iup，其中Iup＝Inorm。基于施加给开关155的DOWN 信号，电流源150可施加电流Idown，其中Idown＝I＊norm。电容器160用 于存储从电流源140和150注入的电荷，然后可通过低通滤波器将电 荷转储(dump)到VCO。这样，从电流源140和150注入的电流可 取决于从PFD 110输出的各个UP和DOWN信号。
图4表示没有发生电荷失配的情形。该情形代表何时来自电流源 140的Iup等于来自电流源150的Idown。当这种情形发生时，在锁定状 态下不会出现相位误差，并且不能产生杂散信号。因为转移到环路滤 波器的静电荷在锁定状态下应该是零，所以在相反方向上可能发生任 何相位偏移以抵消电荷泵失配，如图5所示。
图5表示发生电荷泵失配的情形，例如，来自电流源140的Iup 不等于来自电流源150的Idown。与整数N合成器不同，基于希格马- 德尔塔的PLL可改变反馈分割器40的分割因子，并且PFD 110的输 入的瞬时相位可根据来自分割器40的反馈信号ffdb改变。因此，相位 偏移量可以是基于希格马-德尔塔的PLL的平均相位。在PFD 110的 转移曲线中，所述平均相位可以是交叉点，在该点净电荷转移(或 Qup-Qdown)变为零。可将Q值定义为Q(电荷)＝I(电流)·I(时间)。来自反馈 分割器40的瞬时相位可相对于该居中值前后移动。
基于UP和DOWN信号的具有复位功能的PFD可被称作3态 PFD。除了输入相等这一状态之外，其它状态可包括fref先于ffdb和fref 落后于ffdb。当使用3态PFD时，PFD和电荷泵的运行可能大大不同 于零相位误差。例如，如果相位误差是负的或参考信号fref领先于反馈 信号ffdb，那么DOWN脉冲可通过PFD 110中的复位延迟而被及时固 定。代替的，UP脉冲可具有脉冲差信息。因此，可在每个比较周期 固定从环路滤波器提取的电荷，而对环路滤波器的源电荷可根据两个 输入信号的相位差而变化。另一方面，如果相位误差是正的或者反馈 信号ffdb领先于参考信号fref，那么UP脉冲可通过PFD 110中的复位 延迟被及时固定。代替的，DOWN脉冲可具有相位差信息。因此，从 环路滤波器提取的电荷可根据相位差改变，而对环路滤波器的源电荷 可对于每次比较具有固定的量。
可根据由PFD确定的相位差而使每个UP和DOWN脉冲是完全 线性的。然而，可能难于绝对匹配UP和DOWN电流以在零相位误差 附近保持转移特性的相同斜率。因此，如果由电荷泵失配引起的相位 偏移位于PFD的可变工作范围内，则电荷泵的线性度可严重降低。
图6为根据一示例配置的与图5的电荷泵和PFD相关的信号的 定时图。图6表示电荷泵(图5)的非线性效果的示例。其它配置、 示图和数据也是可能的。因为UP和DOWN电流具有不同的斜率，所 以提供给环路滤波器的电荷总量可取决于两个电流源140、150之间的 差的表征。基于希格马-德尔塔的PLL产生以锁定状态为中心的随机 分布的相位误差。在上述的例子中，由于电荷泵的不平衡，所述锁定 状态可具有非零相位误差，所述电荷泵如图5所示可具有一些偏移。 图5的转移特性的斜率的差值可能产生从所述断点起的电荷泵的非线 性操作。
对于PFD的整个工作范围，基于希格马-德尔塔的PLL中的不期 望杂散信号的幅值可与所述环路的线性度成反比。这可能意味着在本 发明的实施例中，不需要匹配电流泵的UP电流和DOWN电流以便获 得PFD的线性度。图5表示转移曲线的斜率或线性度在基于希格马- 德尔塔的PLL中的PFD的工作区域处(或其中)发生变化。在该操 作区域中，杂散性能可变得非常差，并且因此对于一些高端蜂窝应用 设备是不可接受的。
本发明的实施例可提供一种线性化技术来减小基于希格马-德尔 塔的PLL中的假频。诸如两个电荷泵电流源的比率和PFD的复位延 迟这样的参数可被改变(即，增加)以提供更好的杂散拒绝。在没有 任何失配的情况下在基于整数N的PLL中可能期望零相位误差以提 供低杂散等级。然而，在基于希格马-德尔塔的PLL中，电荷泵和PFD 的线性度可以是在锁定状态下确定假频而非零相位偏移的因子。两个 电流源的有意比率失配可提高线性度并减少假频。
图7为表示根据本发明一示例实施例的基于相位差的电荷泵的转 移特性的曲线图。其它实施例、曲线图和数据也在本发明的范围内。 PFD的工作范围(或相位偏移范围)可取决于希格马-德尔塔调制器(例 如图2所示的希格马-德尔塔调制器45)的特定实现和环路参数，如 环路带宽。如果转储到环路滤波器的电荷量与两个PFD输入信号(即 参考信号fref和反馈信号ffdb)之间的相位差呈线性比，则可能不存在 期望的假频。如果电荷泵失配变得过大，那么PFD的工作区域可如图 7所示的变化。与图5的配置不同，斜率没有变化，并且因此环路的 线性度对于PFD的所有工作区域都得到保持。因此，假频的幅值可以 非常小。在这种情况下，转储到环路滤波器的电荷可与相位差成比例。 当在图7中发生UP和DOWN电流失配时，PFD的两个输入之间的 相位偏移在锁定状态下可以是零。然而，这可能不会在合成器应用中 引发任意问题，因为频率信息可能是唯一关键的因素，而与参考信号 fref的相位关系不是。
图8为根据本发明一示例实施例的相位频率检测器(PFD)和电 荷泵电路的视图。图9为根据本发明一示例实施例的与图8的电荷泵 和PFD相关的信号的定时图。其它实施例、配置和视图也在本发明的 范围内。图8表示PFD和电荷泵。为了易于例示，在图8中并未示出 其它元件(例如VCO、反馈分割器和希格马-德尔塔调制器)。
本发明的实施例可使基于希格马-德尔塔的PLL的运行线性化。 电荷泵的UP和DOWN电流可具有不同的幅值(如图8所示)以在锁 定状态下提供足够的相位偏移(如图7所示)。例如，K(图8中) 的恒定倍增因子可被用作用于UP电流源或DOWN电流源的设计参 数。所述倍增因子可足够大以提供PFD的线性工作(如图7所示)。 K值早先(或最初)可能已经被设立在PLL中或者K值可由控制装 置来控制。
更具体的，图8表示相位频率分割器(PFD)110，其从VCO(并 通过分割器电路40)接收参考信号fref和反馈信号ffdb。类似于上述说 明，PFD 110比较参考信号fref和反馈信号ffdb的相位并输出UP信号 和/或DOWN信号以便控制VCO的振荡。图8还示出了以与上面参 照图3所述类似的方式与PFD 110的复位输入端耦接的AND门130 和缓冲电路120。电荷泵可包括电流源170、电流源150、电容器160 以及开关175和155。输出端子165可与环路滤波器耦接以通过环路 滤波器向VCO提供电荷(或信号)。基于提供给开关175的UP信号， 电流源170可施加电流Iup，其中Iup＝K·Inorm。基于施加给开关155的 DOWN信号，电流源150可施加电流Idown，其中Idown＝I＊norm。电容 器160用于存储从电流源170和150注入的电荷，然后可通过低通滤 波器将所述电荷转储到VCO。这样，从电流源170和150注入的电流 可取决于从PFD 110输出的各个UP和DOWN信号。
换言之，在图8中，UP电流可被增加以使交叉点偏离零相位误 差，如可通过比较图3和7看出的。在本发明的实施例中，PLL操作 期间的相位误差可以是负的，并且因此DOWN电流可具有相位误差 信息。UP电流可通过PFD 110中的复位延迟被及时固定，并且因此 从电荷泵提供给环路滤波器的电荷量对于每次比较也可以被固定。
因为可使PFD 110和电荷泵电流的多个部分完全线性地运行，所 以从该实施例得到的杂散特性优于不利配置。换句话说，UP和DOWN 电流源之一对于每个比较周期可提供固定量的电荷，而另一个电流源 可提供与相位误差成比例的可变电荷量。由于电荷泵电路的切换动作， 可能存在由假信号(glitch)和一些瞬变现象引起的另外的误差源。而 且，对于UP和DOWN电流源的切换而言，假信号的数量可能大大不 同。相位偏移也可有助于由这种假信号引起的非线性，因为两个电流 源之一具有恒定的工作条件。
图9为表示基于图7和8的PFD的操作的定时图。由于在UP 和DOWN电流源170和150中的较大有意失配，DOWN电流源150 可对环路滤波器提供可变的电荷量，而UP电流源170的脉冲宽度可 被及时固定。因此，对于环路滤波器的净电荷的线性度可得以保证。
图10表示根据本发明一示例实施例的相位频率检测器和电荷泵。 图11为表示根据本发明一示例实施例的基于相位差的电荷泵的转移 特性的曲线图。图12为根据本发明一示例实施例的与图10的电荷泵 和PFD相关的信号的定时图。其它实施例、配置和示图也在本发明的 范围内。
更具体的说，图10表示相位频率分割器(PFD)110，其接收反 馈信号ffdb和来自VCO的参考频率信号fref。类似于上面的讨论，PFD 110比较参考频率信号fref和反馈信号ffdb的相位并输出UP信号和/或 DOWN信号以便控制VCO的振荡。图10以与上面参照图3所述类 似的方式还示出了与PFD 110的RESET输入端耦接的AND门130 和缓冲电路120。电荷泵可包括电流源140、电流源180、电容器160 以及开关145和185。电荷泵的输出端165可与环路滤波器耦接以通 过环路滤波器对VCO提供电荷(或信号)。基于施加给开关145的 UP信号，电流源140可施加电流Iup，其中Iup＝K·Inorm。基于提供给 开关185的DOWN信号，电流源180可施加电流Idown，其中 Idown＝K·I＊norm。电容器160用于存储从电流源140和180注入的电荷， 然后可通过低通滤波器将所述电荷转储到VCO。这样，从电流源140 和180注入的电流可取决于从PFD 110输出的各个UP和DOWN信 号。
换言之，图10表示与不利配置相比而言改变UP电流和DOWN 电流从而可提供线性化的实施例。图10表示与恒定倍增因子K相关 的较大DOWN电流源180。图11表示当DOWN电流增加时的转移 特性。在本实施例中，基于希格马-德尔塔的PLL的工作范围被转移 至正相位误差。因此，相位误差是正的，并且只有UP电流具有相位 误差信息。DOWN电流可通过复位延迟固定，并且消耗电流量在如图 12所示的每次比较中都可以是固定的。
本发明的实施例可提供一种基于希格马-德尔塔的PLL，其包括 PFD、电荷泵和VCO。电荷泵可基于从PFD输出的UP和DOWN信 号来输出电荷。电荷泵可包括施加固定电流量的第一电流源和施加可 变电流量的第二电流源。可变电流量可基于PFD的输入信号之间的相 位误差(或相位差)。电荷泵输出的电荷量可与PFD的两个输入信号 的相位差呈线性比。另外，第一电流源的幅值可大于第二电流源的幅 值。
本说明中任何提及的“一个实施例”、“一实施例”、“示例实施例” 等意味着结合该实施例所述的特定特征、结构或特性都被包括在本发 明的至少一个实施例中。在所述说明中的各种位置出现的这些短语并 不一定都涉及相同的实施例。另外，当结合任一实施例说明一特定特 征、结构或特性时，认为结合其它实施例实现这种特征、结构或特性 也在本领域技术人员的范围内。
虽然已经参照本发明的多个示意性实施例说明了本发明的实施 例，但应该理解本领域技术人员可设计出将落在本发明原理的精神和 范围内的许多其它修改和实施例。更具体的，可以对在前述公开的范 围内的主题组合配置的部件部分和/或配置进行合理变化和修改。除了 对部件部分和/或配置进行变化和修改之外，另选使用对于本领域技术 人员来说也是显而易见的。
本申请要求2004年9月30日提交的美国临时申请第60/614402 号的优先权。通过引用并入的所述在先申请的整个内容被看作是本申 请公开的一部分并且在这里通过参考而被并入本文。