图1提出一种解调已调信号以及随后放大所得到的解调信号的标 准体系结构。
例如在来自飞利浦半导体的数据表UAA3515中实现和描述了这样 一种标准体系结构。在这种体系结构中通过解调器DEM利用常规的锁 相环来实现解调，所述常规的锁相环包括相位检测器PDT、环路滤波 器LFI和压控振荡器功能VCO。然后解调信号FDM被施加到包括高 增益放大器G∝和无源元件C1、R1和R2的第一放大器级G1。在集 成电路技术中，如图1所示，无源元件的使用通常地意味着至少两个 连接引脚(pin)P1和P2的使用。因而放大器级G1的输出按照惯例 地被使用中间滤波器INF连接到包括复增益控制放大器GGC的第二放 大器级G2。这个第二放大器级然后被连接到处理器PRO，该处理器 PRO处理信号以使得这个信号能够被使用。
这个体系结构的缺点是需要两个连接引脚，需要外部部件，这些 外部部件在PCB上并且还施加它们的时间常数(这个时间常数甚至比 R1C1相乘还大，并且必须很高，以便不使音频信号变形)，并且还需 要存在一个常常使噪声底(noise floor)特性退化的复增益控制放大器。
发明概述
本发明的目的是提出一种新的实现对已调信号的解调和对所得到 的解调信号的放大的体系结构，这个体系结构不具有上面所介绍的体 系结构的缺点，并能够提高最终所使用的信号的品质。
为此目的，本发明提出一种解调器来解调调频信号，该解调器包 括锁相环，该锁相环包括至少一个相位检测器、一个环路滤波器和一 个压控振荡器功能VCO，其特征在于所述压控振荡器功能VCO具有 可修改的增益。
在压控振荡器功能VCO中实现的所述可修改的增益允许放大调 频信号的频率变化。因此，当从锁相环输出时，解调的调频信号被放 大。在压控振荡器功能内，可以以多种方式实现所述可修改的增益。
根据一个有益的实施例，所述压控振荡器功能VCO的可修改增益 可利用可编程跨导来修改。在这个有益的实施例中，通过从可编程跨 导输出的电流来控制压控振荡器功能VCO。所述可编程跨导允许从电 压转换成电流，所述转换产生放大所希望的那么低的电流。所述可编 程跨导的所述输出电流越不重要，与频率变化相对的放大就越重要。 所述有益的实施例特别适合于在无线通讯中所使用的标准中频IF： 450kHz，10.7MHz。
根据本发明的一个优选实施例，可编程跨导包括固定的跨导和电 流倍增器，所述可编程跨导的输出是一个求和单元的输出，所述求和 单元将所述倍增器的至少一个输出的组合相加。
在一个有益的实现方式中，使用数字可编程开关(优选地是MOS 开关)从所述电流倍增器的中间输出取得所述第二电流。所述MOS开 关的命令然后可以通过例如在给定比特位数上的数字命令所提供，所 述比特位对应于所述MOS开关的激活。
本发明还涉及一种能够接收调频信号的电子设备，其特征在于， 所述的信号的解调通过如上所述的解调器来实现。还提出了根据本发 明的用于解调调频信号的方法，该方法包括以下步骤：在锁相环的输 入端施加所述调频信号，该锁相环包括至少一个相位检测器、一个环 路滤波器和一个压控振荡器功能VCO；通过增加压控振荡器功能VCO 的增益来增加频率变化，该压控振荡器功能VCO具有可修改增益；并 在所述锁相环的输出端产生解调信号。
附图简述
将参考附图详细地描述本发明，其中：
图1表示根据现有技术的、后面跟随着对解调信号的放大的解调 器的标准体系结构；
图2表示根据本发明的具有集成增益控制的解调器的新的体系结 构；
图3表示根据本发明利用可编程跨导修改压控振荡器功能的增益 的装置的一个有益实施例；
图4表示可编程跨导的优选的使用；
图5说明根据本发明的接收设备；
图6是根据本发明解调信号的方法的框图，所述框图还示意地描 述了根据摘要的本发明。
实施例的描述
图1表示在特定的第二放大器级G2中根据现有技术的、后面跟随 着对解调信号的放大的解调器DEM的标准体系结构，该第二放大器级 G2包括复增益控制放大器GGC。这个图已经在上面所描述。
在一个应用中，解调器接收调频信号：
FM＝A·cos[2πfct+(fdev/fmod)sin(2πf mod t)]
fdev钾是频率的偏差，fmod是调制频率，fc是压控振荡器功能VCO的 中心频率。所述中心频率fc可以是包括在功能VCO中的振荡器的固有 振荡频率，或者fc可以是包括在功能VCO中的振荡器的M分频的自 有振荡频率，所述固有振荡频率等于中间频率fc的几倍M，并且所述 振荡器后面跟随有M分频的分频器。在这个情况下，功能VCO被认 为包括了分频器。任何所知的用于压控振荡器功能VCO的结构都能够 在现有技术和本发明中实现，所述压控振荡器功能VCO允许具有以接 收信号的调制频率为中心的频率。本发明包括与这种装置无关的补充 特征，以便使压控振荡器功能的频率以所述调制频率为中心。
于是音频处理器PRO的输入信号是：
(fdev/KVCO)·G1·G2·sin(2πfmod t)
KVCO是VCO的增益，这个增益在现有技术中是固定的。G1和G2 代表这里的两个放大器级G1和G2的增益值。增益G2是可修改来适 配对输入到音频处理器PRO的信号的放大的。增益的修改幅度有利地 以一个平均值为中心，该平均值对应于最一般地由在音频处理器PRO 输出端实现的利用系统所需要的放大水平。这个利用系统可以是例如 具有扬声器的听筒。放大器级G2的增益的修改然后允许围绕这个平均 值来增加或减小增益。
这个体系结构存在一些缺点。这种体系结构按照惯例地需要外部 无源元件R1、R2、C1和两个输出引脚以便实现与那些外部无源元件 的连接，在按照R1、C1时间常数的稳定时间(settle time)方面，这 种体系结构受到限制。它例如对电话的备用(standby)模式具有重要 影响。这种体系结构还在第二放大器级G1中需要复增益控制放大器 GGC。这个复放大器GGC的DC偏置限制音频处理器噪声底性能。当 增益控制被用在输出引脚之后时，在这个输出引脚上的信号电平比本 发明的低。这使得该体系结构对于PCB上的地音频反弹(ground audio bounce)较不鲁棒。通过利用一种非常简单的新体系结构提供一个高 质量解调和对解调信号的放大，本发明允许避免这些缺点。
通过本发明得到的主要功能是，利用在压控振荡器功能VCO内的 锁相环中直接完成的对输出信号的增益控制来解调调频信号。
图2表示根据本发明的具有集成增益控制的解调器DEM’的新的 体系结构。锁相环包括具有可修改增益的压控振荡器功能VCO’。这个 可修改增益允许增加或减小压控振荡器功能VCO’的增益来在锁相环 中直接适配音频处理器PRO的输入电平。这个可修改增益压控振荡器 功能VCO’能够以不同的方式实现。
然后在图3中提出了一个有益的实施例。这个实施例特别地适合 于标准中频IF已调信号(例如450kHz，10.7MHz)。压控振荡器功能 VCO’包括弛豫(relaxation)振荡器RO。弛豫振荡器是本领域技术人 员所熟知的。它是由电容所构成，该电容由电流所充电和放电。这个 充电和放电代表振荡器周期。正如在上文中所知，与本发明无关，所 述弛豫振荡器RO能够在后面跟随有分流器，以便使压控振荡器功能 VCO’的频率以所接收信号的调制频率为中心。弛豫振荡器RO的运行 通过两个电流的和所控制：按照惯例使VCO’的频率以调制频率为中心 的I和来自锁相环并代表由于频率调制引起的频率变化的IGM。根据 本发明，电流IGM通过可编程跨导GM1。根据编程数据PG，跨导 GM1具有这样的能力，即对于在所述环路滤波器的输出和参考电压 VREF之间的给定电压差，使或多或少地重要电流IGM依赖于编程数 据PG。于是压控振荡器功能VCO’的增益与可编程跨导GM1的值成 正比例。可编程跨导GM1的特定和优选的用途将在下面介绍。
图4表示可编程跨导GM1的优选的用途。可编程跨导GM1包括 在现有技术中通常所知的固定可编程跨导GM2。这个固定跨导的输出 是电流IGM2。如上面在对图1的描述中所解释的，所需的放大通常专 用于适配音频处理器的输入信号电平，以便在这个音频处理器的输出 端得到可用的信号。根据在图2中所表示的本发明的体系结构，音频 处理输入信号等于：
(fdev/KVCO)·G·sin(2πf mod t)。
KVCO这里是可修改的。它的值必须以允许平均值的一个值为中 心，该平均值对应于最一般地由在音频处理器PRO输出端实现的利用 系统所需要的放大水平。KVCO变化幅度还可以被确定。例如，在下面 认为电流IGM2是IGM的最大值，其对应于KVCO的最大值并因此对 应于音频处理器输入信号的最小值。然后，所述可编程跨导GM1有利 地还包括在这个特定例子中在其每个输出端提供比率1/2N(其中N＝1 到n)的二进制加权电流倍增器MUL。这里的这个定义意味在倍增器 MUL的输出端n上提供的电流等于IGM2/2n，n包括在区间[1:N]内。 在这个实施例中，如电流镜之类的常规电流倍增装置能够被用于本发 明中。根据本发明的优选实施例，开关S[n]被连接到倍增器的各输出 端。所述开关然后被链接到求和单元SUM。开关通过由n比特位构成 的编程数据所控制。需要指出的是，在图4中，为了清楚，只示出了 单个输出n和单个开关。求和单元SUM被连接到所述开关。求和单元 SUM输出的电流IGM等于 例如，对于具有3比特码 101的编程数据PG，输出电流IGM是： IGM2×(1×1/2+0×1/4+1×1/8)＝0.625IGM2。所述输出还能够被永久地连接到 求和单元SUM。
求和单元SUM能够对和永久连接的输出端或通过开关连接的输 出端一样多的电流进行求和。根据本发明，倍增器MUL的输出的任意 组合都是可能的。根据本发明还可以使用倍增器的任何种类的输出。 倍增器MUL的输出可以是倍增器输入电流IGM2的任意种类的倍数。 IGM的修改幅度然后通过电流间隔限定，即由所可能求得的和来限 定。所述间隔有利地以上面提到的平均值为中心。
还可能发生IGM2是对应于较高的可能的所需增益的最小值。在 这种情况中，倍增器例如提供IGM2，并且所述和是IGM2的整倍数。 根据本发明的倍增器还可以在它的输出端提供IGM2的任何倍数，根 据本发明然后相加所述倍数。在这个情况中，例如， 例如，对于3比特位码101，输出电流是： IGM2×(1×4+0×2+1×1)+7×IGM2。
根据本发明，压控振荡器功能VCO’包括倍增器。压控振荡器功能 VCO’的增益修改于是利用电流整流(commutation)实现。增益的减 小导致在弛豫振荡器VCO中对于给定信号的频率变化的放大。因此， 关于利用固定跨导GM2所本将获得的信号，以可定制的方式来放大所 形成的解调信号FDM。压控振荡器功能VCO’的增益的变化产生在输 出增益中的变化。必须注意的是，在现有技术体系结构中的第一放大 器级的放大器的增益必须是高的(常规地20左右)，同时增益G通常 需要是1或2左右。
本发明能够减小在于现有技术相比的接收设备的接收链中建立平 衡所必需的时间。有效地，本发明允许不受外部元件的时间常数的限 制。本发明允许不具有外部元件。本发明允许减少实现大于100倍的 增益控制放大功能所需的硅的大小(没有复增益控制放大器)。本发 明允许不需要复增益控制放大器。后面的放大的DC偏移包括在音频处 理器的噪声底性能中的限制。根据本发明，在音频处理器之前由在图2 中的滤波器INF实现的AC耦合去除放大的DC偏移。当在输出引脚 之前实现增益控制时，在这个引脚上的信号电平比在现有技术体系结 构中的高。这使得该体系结构相对于在PCB上的地音频反弹更加鲁 棒。
因此，根据本发明的新的体系结构提供相当于在现有技术中所实 现的并且不具有后者的缺点的放大。总之，本发明允许涉及硅占用、 音频质量、引脚数、外部部件及PCB面积方面的改进。系统消耗也被 减小，因为接收机的稳定时间被减小(没有更多的时间常数)。有效 地减小了备用时间，并且减小了消耗。
图5说明根据本发明的接收设备。这个图是表示了这个接收设备 的高度示意表示。它包括至少能够接收调频信号FM(射频RF或其他) 的至少一个天线ANT、根据本发明的解调器DEM’、具有处理单元 PROC的接收链RX。所述接收链RX和解调器DEM’有利地被连接到 音频系统AUD并允许使用解调信号FDM。这可以是具有扬声器LSP 的听筒。有利地，接收设备还包括有利地链接到处理单元PROC和音 频系统AUD的发送链TX。电话例如就是这个情况。然后音频系统还 包括例如麦克风MIC。
图6是根据本发明解调信号的方法的框图，所述框图也示意地描 述根据摘要的本发明。根据本发明的一种用于解调调频信号的方法包 括：应施加调频信号FM到锁相环PLL的输入端的步骤INP，锁相环 PLL包括至少一个相位检测器、一个环路滤波器及一个压控振荡器功 能VCO’；通过改变/减小压控振荡器功能VCO’的增益而放大频率变化 的步骤，所述压控振荡器功能VCO’具有可修改的增益；在锁相环PLL 的输出端产生解调信号FDM的步骤OUP。
严格地如图2所公开的体系结构和在图3和4中所介绍的实施例 不是特有的。可以根据在权利要求书中限定的本发明的原理得出其他 可选择的体系结构和实施例以实现相同的目的。