光纤传感器采用一段光纤，该段光纤被布置成使得感测参数使应力 被施加于光纤上。光纤一般被布置成线圈状，尽管也可能是其他布置。 这样的应力引起在该光纤中传播的光信号的相位的变化，这一变化可以 通过干涉测量技术检测到。之前已提出了用于这类变换器(transducer) 的各种不同布置，其中多数都具有卷绕在可变形的芯轴或芯棒上的光纤 线圈，其响应于诸如感测到的振动这样的感测参数而经历径向扩张或收 缩。
这样的光纤传感器可表现出极高的灵敏度，并且具有完全无源的优 点，从而使得在感测变换器中不用采用电源。这样的传感器也已被证实 在需要大传感器阵列的应用中深受欢迎，因为其可以较容易地多路复 用。
这样的应用示例是石油和燃气开采工业中的地震勘测，其中，可以 使用包括成百上千个振动传感器和/或水听器的大型时分复用阵列来感 测入射脉冲的来自海床底下的地质组成的反射。按规则的周期对这样的 阵列进行采样来提供关于现有或潜在的新储藏的3D时延数据。
用该方法来感测存在的问题在于，对于给定采样率，一定幅度阈值 以上的信号会使得基于相位的感测信息发生畸变，并且会引起解调处理 的失败。此效应通常被称为过载或过度(overscaling)，并且取决于测 量信号的频率。在地震系统中，随着入射脉冲的直接到达，尤其(通常 由从水面舰船(vessel)牵引的气枪随着其在阵列上通过)靠近传感器 产生该脉冲时这会造成特定问题。期望能够记录该入射脉冲，而不发生 过度产生的畸变。
在光学计量领域中所公知的是，两个波长的组合可以被用来使用干 涉测量技术来测量相对较大的(例如大约1mm)光程长度达极高的精度。 这具有如下效应，即，传播通过干涉仪的光可以被认为是具有合成波长， 从而生成合成相位或引起相位变化。例如参见R.Dandliker、R.Thalmann 和D.Prongue的“Two-wavelength laser interferometry using superheterodyne detection”Opt.Lett.13，339-(1988)，其描述了能够以合 成波长工作的自由空间干涉仪，其中所述合成波长是由工作在多偏振状 态下的两个激光源生成的。

本发明的总体目的是提供改进的感测方法和装置，并且本发明的特 定方面的目的是提供用于使用多路复用的光纤传感器阵列来进行感测 的改进方法和装置。
根据本发明的第一方面提供了
一种询问基于相位的变换器的方法，所述变换器适合响应于感测参 数而提供相位输出，所述方法包括：输入第一和第二输入脉冲到所述变 换器，所述脉冲之间具有延时，响应于所述第一和第二输入脉冲而从所 述变换器接收输出，并且对该输出进行处理，以确定感测参数的度量， 其中，所述输入脉冲中的至少一个包含至少两个不同波长的分量。
这样，变换器可以被认为是响应于通过组合两个不同的输入波长而 生成的合成波长而工作的，从而生成合成相位输出。通过将合成波长布 置为显著大于两个分量波长中的任意一个，使合成相位相对较小，因而 其较不容易受过度影响。此外，由于不需要偏振，所以可提供不太复杂 的物理实现。因此，该方法适用于包括多路复用阵列的现有传感器布置， 并且只需对硬件稍作修改或无需修改。
下面，更加详细地说明可能的实施例的波长和脉冲时序的精确布 置，然而，在特别优选的实施例中，一个脉冲由具有第一波长和第一频 移(λ1和f1)的第一分量和具有不同波长λ2和不同频移f2的第二分量组 成。脉冲对中的另一脉冲也由两个分量组成，其中，第一分量具有第一 波长λ1且第二分量具有第二波长λ2，即，两个脉冲实质上都具有相同的 波长组合。然而，另一脉冲中的两个分量都具有共同的第三频移f3。
在对变换器的输出进行处理以便提供相位度量且因而提供感测参 数的度量中，该布置特别有利。根据本实施例，可以将变换器输出布置 为包括处于不同波长且具有三个输入频率的不同组合的相位分量。输入 频率的谨慎选择有利地允许通过频率选择性处理来导出所期望的输出 相位。优选地，来自不同脉冲的频率之差显著大于同一脉冲中的两个频 率之差。
这在下述布置中得到最为合理的利用，在所述布置中，变换器适合 产生具有从两个所述输入脉冲导出的分量的输出脉冲，下面更加详细地 说明其实施例。
本发明基本扩展到这里参照附图所说明的方法、装置和/或使用。
本发明的一个方面中的任何特征都可以任何适当的组合应用于本 发明的其他方面。具体而言，方法方面可以应用于装置方面，或者反之 亦然。
此外，以硬件实现的特征通常可以软件实现，并且反之亦然。在此 对软件和硬件特征的任何提及都应当相应地给以解释。

现在，将参照附图而仅通过示例的方式来说明本发明的优选特征， 附图中：
图1示出了现有技术光纤变换器布置。
图2图示了一对时间隔开的输入脉冲。
图3示出了响应于图2中的输入而返回的输出脉冲。
图4示出了根据本发明的一个方面的用于产生询问信号的布置。
图5图示了图4中的布置的脉冲输出。
图6a和6b示出了检测布置。
图7是图示了图6中的探测器布置的方面的频率图。
图8a和8b图示了替代的探测器布置和相关的频率图。

参照图1，示意性示出了一种公知类型的光纤传感器封装，其总体 表示为102，并且包括四个单独的光纤感测线圈104、106、108、110， 这些线圈由单一段光纤13形成，且被串联布置。光纤112的一部分用 作封装输入/输出(i/o)光纤。光纤耦合镜114、116、118、120、122 在沿着光纤13的相应位置处被耦合至该光纤，使得每个线圈在其每端 都耦合有光纤耦合镜。可以使用诸如光纤内布拉格光栅这样的从每个传 感器前后反射一部分光的其他装置来替代光纤耦合镜。实际上，例如， 可以将线圈中的三个布置为形成三个正交光纤加速计，并且将第四个线 圈形成水听器部分，来形成适合于地震勘测应用的四部件封装。每个变 换器中的线圈的物理布置对本发明并不重要，并且不在此讨论，然而， 一系列可能的布置对本技术领域的读者而言将是公知的。可以将这样的 封装的大规模阵列耦合在一起，布置成空间构造，并且例如利用多路复 用周期性地询问以提供时延的地震影像。
参照图2，可以通过将一对询问光脉冲202、204引入到封装i/o光 纤112中来执行对图1中的封装102的询问。脉冲202、204具有相应 的频率ω1、ω2并且脉冲202相对于脉冲204延迟了τ＝2L/c，其中，L为 传感器中的线圈的长度且c为光纤中的光脉冲的速度。
图3通过考虑由该对输入脉冲中的每一个脉冲形成的输出而图示出 封装的光输出响应。图3a中，到达封装的第一脉冲202被5个光纤耦 合镜中的每一个反射，产生五个输出脉冲301、302、303、304和305， 这五个输出脉冲是相对于任意时间基准测量的。类似地，参见图3b，脉 冲204相对于相同的任意时间基准产生五个延时的输出脉冲322、323、 324、325和326。因为输入脉冲被延迟的时间是通过单个线圈的时间的 两倍，并且因为这些脉冲存在于同一光纤中，所以这两组输出被叠加， 产生了图3c中所示的六个脉冲331、332、333、334、335和336。脉冲 331和336表示单个脉冲的仅单次反射，然而，要理解的是，脉冲332 至335(阴影示出的)每一个都对应于由相邻的光纤耦合镜反射的两个 脉冲的组合。要理解的是，这些脉冲因而表示(两次)经过两个相邻镜 之间的线圈的脉冲和未(两次)经过两个相邻镜之间的线圈的脉冲的组 合。因此，可以用相位检测来确定该线圈所引起的相位变化，且因而正 如本领域所公知的，获得感测参数的度量。
如果是感测参数，则从光电探测器得到的信号可以被写成 即，感测信息可以被表示为叠加在频率ωc的载波信号上 的相位变化，其中，所述光电探测器用于测量从上述类型的传感器返回 的一系列脉冲。然后，可以用本领域技术人员所熟知的技术从载波中解 调该相位信号。一般将载波频率选为奈奎斯特频率的一半，而其反过来 又是采样频率的一半。通常对每个返回的光脉冲采样一次，因此，采样 频率是将脉冲对传输到阵列中的速率。通过示例的方式，采样频率可以 近似为320KHz，从而给出奈奎斯特频率近似为160KHz并且载波频率近 似为80KHz。一般而言，除了其他因素以外，依据传感器的种类和布置， 采样频率将具有实际上限。
当相位调制的载波的瞬时频率落在奈奎斯特频带之外时，即，当 或(其中，ωN和ωc分别是奈奎斯特频率和载波 频率)时，出现过度条件。实际上，这使得通过在频率空间中围绕奈奎 斯特频带的界限之一折叠或弯折而将瞬时频率混叠(alias)回奈奎斯特 频带中。依据感测参数的幅值和频率，可将瞬时频率弯折回多次。如果 近似将感测参数建模成则不会出现过度条件，因为 ωN＝2ωc的通常条件有时表示为
如下面将更加详细说明的，询问波长越大，则返回的相位值越小， 因而对过度问题的灵敏度就越低。然而，对可以通过光纤传播的波长值 存在实际限制，光纤是本发明的优选应用。然而，通过由两个或两个以 上非常小的波长分量生成合成波长，可提供对过度的灵敏度下降的合成 相位测量。
图4示出了依据本发明的用于产生询问信号的布置。激光源402产 生具有波长λ1的光，该光传播下去通过光纤并被耦合器404分束(split) 使得一部分光进入第一声光调制器(AOM)406并且第二部分进入波分 多路复用器(WDM)410。以类似方式，来自第二激光源412的波长λ2 的光也被耦合器414分束，并且一部分进入WDM 410而另一部分途经 第二AOM 416。来自WDM 410的光传到第三AOM 418。
AOM适合于以特定间隔来调制其输出，从而允许光的脉冲通过设 备。首先接通AOM 406并使波长λ1移动了频率f1(shift wavelength λ1 through frequency f1)，同时，AOM 406使波长λ2改变了(switch)频率 f2(switch wavelength λ2 through frequency f2)。在由正被询问的传感 器的几何形状所确定的延迟时段之后，接通AOM 418并使这两个波长 (已在WDM 410中组合)移动了频率f3(shift both wavelengths(having been combined in WDM 410)through frequency f3)。在适合于询问如图1 中所示的传感器系统的实施例中，延迟时段相当于通过阵列的线圈的时 间的两倍，因而基本操作原理以及输入和输出的脉冲的模式基本未改 变。当然，频率和波长的组合比下面将要说明的复杂得多。
由AOM施加的频率移动必然也会导致波长的变化。然而，这些变 化是比其基值要小许多数量级，并且如本技术领域的读者将理解的，对 于本说明书的目的而言，忽略该波长微扰是有益的，即，认为AOM的 输出与其输入具有相同波长是有益的。对波长的提及应当相应地给以解 释。类似地，两个不同频率移动一般会得到两个不同频率。这两个术语 可以在这里使用，并且对频率和频率移动的提及如有必要应当适当地给 以解释。
从AOM 406、416和418中出来的光在另一WDM 420中被多路复 用到一起，用于向前传输到传感器阵列，从而通过脉冲网络几乎不损失 光能。
参照图5，图4中的布置的结果得到包含通过频率f1移动的λ1(如“分 量”脉冲502所示)和通过频率f2移动的λ2(如“分量”脉冲504所示)的 第一脉冲。第二脉冲被示出为包含通过f3移动的两个波长。虽然为了易 于理解而单独考虑分量脉冲很方便，并且脉冲502和504被分别识别为 图4中的AOM 406和416的输出，但要理解的是，施加给传感器或传 感器阵列的真实信号是脉冲列506和508的波分多路复用的组合。
响应于上述输入的第一脉冲而从诸如图1中这样的传感器阵列接收 到的输出被图示为脉冲列510，且类似于图3a，而来自第二脉冲的对应 输出被示出为512，且类似于图3b。最后，组合输出被示出为514，且 类似于图3c。可以看出，组合输出包含包括用于形成询问波形的两个波 长和全部三个频率的脉冲。
尽管输入脉冲模式已被图示为在第一脉冲中具有第一和第二频率 以及在第二脉冲中具有第三频率，但是要理解的是，这些脉冲的次序通 过改变AOM的切换次序而同样可以逆反。
在实施本发明的干涉测量系统中，输出脉冲表示包含表示为相差的 数据的输入脉冲的组合。这里，因为两个不同波长被输入到传感器或变 换器，所以在干涉仪的两臂之间获取的相差也将会不同。这两个测量结 果之差为

其中，λ1＝λ，且λ2＝λ+Δλ。因此，从该方法显而易见的是，干涉仪就如 同传播通过其臂的光具有合成波长那样工作
λsyn＝(λ+Δλ)λ/Δλ
因而波长之差越小，则合成波长越大，从而合成相位Φ就越小。
合成波长法将传感器的灵敏度降低为(Δλ/λ)倍。于是，期望进行合 成相位的相位检测来确定由变换器所引起的相位变化，从而确定感测参 数的度量。图5a和5b中示出了能够进行该相位检测的布置。
在进一步具体考虑该检测之前，考虑来自变换器的输出是有用的。 相干强度可表示为


其中，I(λ1)和I(λ2)是对应于波长λ1和λ2的干涉图。和是 阵列中的镜M+1和M之间的由波长1获取的相位，或者更一般而言， 是所讨论的干涉仪的不同臂之间的由波长1获取的相位。如果代入下列 表达式：
ω1＝2π(f1-f3)
ω2＝2π(f2-f3)


则干涉图可被写成


现在参照图6a，首先，从阵列返回的包含两个波长的光在耦合器 602或其他适合的装置中被第一次分束。包含两个波长的一部分行进到 探测器604，而第二部分传播到在其中使波长分离的光学解复用器 (de-multiplexer)606。波长λ2被传送到探测器608。
图6b示出了图6a的探测器604的细节。包含高频(80-100MHz) 的脉冲光信号落在光电探测器620上并被转换成电信号。该电信号是使 用适合的高通滤波器622(例如是使用诸如巴特沃斯(Butterworth)滤 波器这样的模拟滤波器的1KHz截止型(cut-on))来阻塞的第一dc。 然后，该高通信号在使用高频均衡四象限乘法器的模拟平方器624中被 平方。如下给出了2ω1、2ω2、(ω1+ω2)和(ω1-ω2)的频率分量：
${\left[I{({\lambda }_1+{\lambda }_2)}_{\mathrm{ac}}\right]}^2=1/2{\left(I_{o1}{V}_1\right)}^2+1/2{\left(I_{o2}{V}_2\right)}^2+$



合成相位在差频(ω1-ω2)处并且是通过在平方器后在626处对该信 号低通滤波而得到的。
结果在628处被前置放大、由高频ADC 630数字化并传送到相位解 调器632，这可以任何熟知方式操作。
如果选择f1＝200MHz(上移)、f2＝200.04MHz(上移)和f3＝110MHz (上移)作为示例，则与每个干涉图相关联的载波频率为(f1-f3)＝90MHz 和(f2-f3)＝90.04MHz。f1、f2和f3的精确值一般由可用的声光调制器(AOM) 频率、脉冲转变边沿和最后的载波频率(f1-f2)＝0.04MHz控制。一般将后 者选为适应于阵列设计。
图7示出了这些频率和模拟低通滤波器626之间的关系。在该情况 下，脉冲重复率为160kHz。为了维持大约10ns的脉冲转变边沿，低通 滤波器被示出为具有大约100MHz的截止频率，并且为了避免来自和频 (sum frequency)分量和双倍频率分量的干扰，滤波器抑制应当优选地 在180MHz处至少为-60dB。
为了恢复“正常”相位信息，即，单个波长处的相位信息，以较低(但 更加普遍的脉冲重复)采样频率160kHz通过模/数转换器(ADC)对从 探测器608重新获得的脉冲进行欠采样(sub-sample)，使得所述信号 的载波被混叠回(f1-f2)＝40kHz。然后，在解调器中解调欠采样信号。解 调信号对应于一般操作的混叠条件为
{1-REM[(f1-f3)/fN]}×fN＝(f1-f2)
其中，‘REM’是[]中括号内的除法之后的余数，fN是奈奎斯特频率。 这里，奈奎斯特频率为80kHz。
在上述情况下，[(f1-f3)/fN]＝[90.04MHz/80kHz]＝1125.5； REM(1125.5)＝0.5，从而{1-REM[(f1-f3)/fN]}×fN＝40kHz，即为(f1-f2)。可 以容易使(f1-f3)＝90MHz(上移)、(f2-f3)＝90.nnMHz(上移)和 (f1-f2)＝0.nnMHz，从而脉冲重复率为4×0.nnMHz，其中，nn为任何适当 的十进制数组合。例如，如果0.nn＝0.05，则主信号的载波频率为50kHz 且脉冲重复速率为200kHz。
可选地，来自探测器608的90.04MHz的电信号可以通过将其乘上 90MHz信号并对结果进行低通滤波来进行降频转换。90MHz信号其本 身是低通滤波之前的f1和f3的积，或者是来自单独的90MHz RF源。然 后，像之前一样对降频转换后的信号进行解调。
图8a示出了用于恢复合成相位的又一实施例，并且涉及了光输出 的直接使用，而不需要在光电探测器中对两个波长进行混合(mix)。 因而，与其中混合光学地发生在光电探测之前的图6a中的布置相反， 在光电探测之后，在电域(electrical domain)中进行波长的混合。从阵 列返回以及从光学解复用器出来的光朝着检测波长λ1的探测器800和检 测波长λ2的探测器802行进。如果f1＝200.07MHz(λ1)和λ2＝200.02MHz (λ2)和f3＝110.00MHz(λ1和λ2)，则载波频率在807处为90.07MHz 的(f1-f3)，且在809处为90.02MHz的(f2-f3)。从800和802出来的电信 号分别在804和806中被带通滤波，其中，中心频率额定为 (f1-f3)～90MHz，并且带宽大约为±10MHz。在带通滤波之后，在高频模 拟四象限乘法器808中对信号进行混合，并且随后在810中进行低通滤 波。低通滤波器的截止频率被设定成使得脉冲的边沿转变保持为在光电 探测器800和802之后接收到的那样，但小于180.09MHz的和频 2(f1+f2-2f3)，从而对和频具有明显抑制。为了实际目的，本示例中的滤 波器810的截止频率可以为大约100MHz。低通滤波器后面的输出信号 为50kHz的下移频率，因此脉冲重复率为200kHz。然后，该模拟信号 在812中被数字化，并且在814中被解调。图8b给出了一般频域图， 其中示出了与低通滤波器相关的混合前后的输入频率、差频和和频分 量。
这样，本发明的实施例允许变换器或变换器阵列被询问，以提供对 过度的灵敏度降低了的合成相位输出和更常规的相位输出。可以适应性 地选择输出，使得仅在过度条件下取决于合成相位。
将要理解的是，上面仅通过示例的方式来说明本发明，并且可以在 本发明的范围内对细节做出修改。
说明书、(如有必要)权利要求书及附图中所公开的每个特征都可 以单独提供或以任何合适的组合来提供。