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确定取决于输入信号幅度的传输链路的输出信号幅度和/或相位的方法和系统

阅读：482发布：2021-02-27

IPRDB可以提供确定取决于输入信号幅度的传输链路的输出信号幅度和/或相位的方法和系统专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本发明涉及用来确定取决于输入信号幅度的传输体的输出信号幅度和/或相位(AM－AM曲线和/或AM－PM曲线)的方法和系统，通过向传输体(14)施加测试信号(s(t))，对从所述测试信号(s(t))经过幅度和/或相位调制在传输体中生成的响应信号(e(t))进行测量，并确定响应信号(e(t))的幅度曲线(|e(t)|)和/或所述测试信号(s(t))和所述响应信号(e(t))的相位曲线(Φs(t)，ΦE(t))，作为所述测试信号(s(t))的幅度曲线(|s(t)|)的函数。所述测试信号(s(t))的幅度曲线(|s(t)|)包括多个第一曲线段和第二曲线段，并在相应的第一曲线段和第二曲线段期间(ΔT)具有恒定的幅度值。，下面是确定取决于输入信号幅度的传输链路的输出信号幅度和/或相位的方法和系统专利的具体信息内容。

权利要求

1.一种用来确定取决于输入信号幅度的传输链路的输出信号幅度和/或相位的方法，其中按照响应信号(e(t))的幅度响应(|e(t)|)和/或测试信号(s(t))和响应信号(e(t))的相位响应(s(t)，E(t))，确定从测试信号(s(t))经过传输链路(14)中的幅度和/或相位失真得到的响应信号(e(t))，所述幅度响应和相位响应取决于所述测试信号(s(t))的幅度(|s(t)|)，其特征在于

所述测试信号(s(t))的幅度响应(|s(t)|)包括多个第一响应段(1i)和第二响应段 (2i)，在相应的第一响应段(1i)或第二响应段(2i)的持续时间(ΔT)内具有恒定的幅度值(|s1i|，|s2i|)。

2.根据权利要求1所述的方法，

其特征在于

所述测试信号(s(t))的幅度响应(|s(t)|)以交替的方式提供幅度值(|s1i|)彼此相对变化的第一响应段(1i)和幅度值|s2i|彼此相对不变的第二响应段(2i)。

3.根据权利要求2所述的方法，

其特征在于

所述测试信号(s(t))连续的第一响应段的幅度值(|s1i|)逐渐变小。

4.根据权利要求3所述的方法，

其特征在于

所述测试信号(s(t))第二响应段(2i)的幅度值(|s2i|)对应于所述测试信号(s(t)) 第一响应段(1i)的最大幅度值(|s1i|)。

5.根据权利要求2到4中任意一项所述的方法，

其特征在于

从所述第一响应段(1i)中测试信号(s(t))的幅度值(|s1i|)以及相关响应信号(e(t)) 的幅度值(|e1i|)确定传输链路(14)的AM-AM特性曲线。

6.根据权利要求2到5中任意一项所述的方法，

其特征在于

所述测试信号(s(t))的相位响应(s(t))在所有的第一响应段(1i)和第二响应段 (2i)中提供恒定且相同的相位值(s1i，s2i)。

7.根据权利要求6所述的方法，

其特征在于

所述测试信号(s(t))的相位响应(s(t))的相位值(s1i，s2i)在所有的第一响应段(1i)和第二响应段(2i)中提供0值。

8.根据权利要求2到7中任意一项所述的方法，

其特征在于

通过在所述第一响应段(1i)和第二响应段(2i)的持续时间(ΔT)内用恒定的相位值(E1i’，E2i’)对作为经过频率偏差补偿的相位响应(E’(t))平均的频率偏差(Δ ωavg)进行补偿，使用所述第一响应段(1i)和第二响应段(2i)的持续时间(ΔT)内恒定的相位值(E1i，E2i)对响应信号(e(t))未经频率偏差补偿的相位响应(s(t))进行转换。

9.根据权利要求8所述的方法，

其特征在于

从响应信号(e(t))经过频率偏差补偿后的相位响应(E’(t))在连续的第一响应段(1i)和第二响应段(2i)中的相位值的差(E1i’-E2i’)，与取决于第一响应段(1i) 中测试信号(s(t))幅度值(|s(t)|)的测试信号(s(t))的相位响应(s(t))在第一响应段 (1i)和第二响应段(2i)中的相位值(s1i，s2i)的差((E1i’-E2i’)-s1i，(E1i’-E2i’) -s2i)，确定所述传输链路(14)的AM-PM特性曲线。

10.根据权利要求8所述的方法，

其特征在于

分别在第一响应段(1i)和第二响应段(2i)的时间间隔(ΔT’)内，确定测试信号 (s(t))和相关响应信号(e(t))在第一响应段(1i)和第二响应段(2i)中的幅度值(|s1i|， |s2i|)和相位值(s1i，E1i，s2i，E2i)，所述时间间隔(ΔT’)较之所述第一响应段(1i) 和第二响应段(2i)的持续时间(ΔT)而言分别在所述第一响应段(1i)和第二响应段(2i)的起点和终点缩短一个不确定间隔(ΔT’)。

11.根据权利要求8所述的方法，

其特征在于

通过从分别在所述第一响应段(1i)和第二响应段(2i)中确定、并用所述第一响应段(1i)和第二响应段(2i)中所述测试信号(s(t))的幅度值(|s1i|，|s2i|)进行加权的频率偏差(Δω 1i，Δω2i)形成平均值，计算作为平均的频率偏差(Δωavg)。

12.一种用来确定取决于输入信号幅度的传输链路(14)的输出信号幅度和/ 或相位的系统，其提供带有传输单元(15)、传输链路(14)和测量装置(12)的串联电路，其中所述传输链路(14)被提供以由传输单元(15)生成的测试信号(s(t))，其特征在于

所述测量装置(12)仅仅测量从所述测试信号(s(t))经过所述传输链路(14)的幅度和/或相位失真后所得到的响应信号(e(t))。

13.根据权利要求12所述的系统，

其特征在于

该系统还包括用于高级程序控制的单元(13)，其连接到所述传输单元(15)和所述测量装置(12)，并且从所述测试信号(s(t))和所述响应信号(e(t))的相位和/或幅度响应确定所述传输链路(14)的AM-AM特性曲线和/或AM-PM特性曲线。

14.根据权利要求12或13所述的系统，

其特征在于

所述传输链路(14)为集成在极化调制器(1)中的功率放大器(5)。

说明书全文

技术领域

本发明涉及用来确定取决于输入信号幅度的传输链路的输出信号幅度和/或相位(AM-AM特性曲线和AM-PM特性曲线)的方法和系统。

背景技术

通信传输链路，例如移动电话的接收器或发射器单元中的放大器，具有非线性传输特性。这种非线性传输特性导致待放大信号的不受欢迎的幅度和相位失真。为了补偿这些不受欢迎的失真效应，早已知道，可以将均衡网络串联连接到非线性传输链路上，所述均衡网络的特性曲线被理想地设计为与所述传输链路的非线性传输特性曲线相反。
为了设计均衡网络的特性曲线，因此需要取决于输入信号幅度的传输链路的输出信号幅度和相位(AM-AM特性曲线和AM-PM特性曲线)。对传输链路的幅度特性曲线的确定得自这样的函数内容，即：当传输链路输入端的信号在一限定的幅度或者相应的功率范围之内时，传输链路输出端信号的幅度或相应的信号功率取决于传输链路输入端对应信号的幅度或相应的功率。传输链路的相位响应再次表示这样的函数内容，即：当传输链路输入端的信号在一限定的幅度或者相应的功率范围之内时，传输链路输出端和输入端之间信号相位的变化取决于传输链路输入端信号的幅度或相应的功率。
WO 99/05784 A1描述了一种测量高频功率放大器的幅度和相位失真的方法和装置。在这种情况下，通过同步解调器，分别对高频功率放大器输入端和输出端的信号进行测量。为了表示幅度特性曲线，确定输入端和输出端的幅度之比或者相应的功率之比，而为了表示包括输出信号同相分量和正交分量的相位特性，确定与输入端信号各自的幅度或相应的功率相关的相位值。借助信号发生器在高频功率放大器的输入端指定特定的信号响应，确定幅度响应和相位响应的整个特性曲线。通过独立同步解调器之间的参考载波信号，来实现高频功率放大器的输入端和输出端之间的信号同步。
在校准移动电话的接收器和/或发射器单元中的功率放大器时，在WO 99/05784 A1中所描述的在功率放大器的输入端和输出端测量两个信号的过程以及额外所需的对上述两个信号的同步，在时间和功能上都开销过大。

发明内容

因此，本发明所基于的目的在于，提供用来确定取决于输入信号幅度的传输链路的输出信号幅度和/或相位的方法和系统，该方法和系统在最小化处理时间和最大化处理安全性方面得到了优化。
本发明的目的通过用来确定取决于输入信号幅度的传输链路的输出信号幅度和/或相位的方法和用来确定取决于输入信号幅度的传输链路的输出信号幅度和/或相位的系统而达到，该方法具有根据权利要求1的特征，该系统具有根据权利要求12的特征。对本发明的进一步改进记载在从属权利要求中。
使用根据本发明的用来确定取决于输入信号幅度的传输链路的输出信号幅度和/或相位的方法和系统，根据本发明仅仅测量传输链路输出端的信号。因而，在传输链路输入端所施加的、不再进行测量的信号必须是已知的，并且为了正确地确定传输链路的幅度特性曲线和相位特性曲线，该信号必须与传输链路输入端的信号在时间、频率和相位上同步，因而必须不提供时间、频率和/或相位偏差。
该系统已知的信号在传输链路的输入端得到，其中用户通过用于高级程序控制的单元向传输单元指定一已知的测试信号，从而在传输链路的输入端生成所述信号。
传输链路输入端的信号和从测试信号通过传输链路中幅度和相位失真得到的传输链路输出端响应信号之间的时间偏差，通过使用如下所述的测试信号得以避免，该测试信号提供具有多个响应段的时间特性曲线，而不是连续的时间特性曲线，每个响应段提供具有彼此不同的幅度值的恒定幅度响应。因为稳定的状况继续在传输链路的输入端和输出端占据优势地位，如果在测试信号的信号发生器调节相应的幅度值之后，在测试信号的每个这样的响应段中等待给定的不确定间隔，那么就可以对响应信号的幅度值进行测量而不用实现时间同步，还可以比较该响应信号幅度值和经过调节的测试信号幅度值，以便得到正确的AM-AM特性曲线。因为响应信号的相位可以被看作在一个响应段内非常接近于恒定，并且相应地在这种情况下稳定的状况也在传输链路的输入端和输出端占据优势地位，所以还可以对用于确定 AM-PM特性曲线的响应信号相位值进行测量，而不用实现时间同步。
然而，假设由于在测试信号多个响应段上测试信号恒定的幅度响应，从而不存在相位失真，那么响应信号的相位可以因为相位漂移而变化。根据本发明，所述相位漂移在确定AM-PM特性曲线时得到补偿，其中在传输链路输出端针对传输链路输入端的测试信号的每个幅度值而测量的响应信号相位与参考相位进行比较。出于这一目的，生成这样的测试信号，该测试信号由第一响应段和第二响应段交替组成，所述第一响应段具有彼此相对变化的幅度值，而所述第二响应段具有彼此相对不变的幅度值。根据本发明，假定所述相位漂移在第一响应段和后续的第二响应段之间几乎不变化，如果形成了在第一响应段测量到的响应信号相位值与在后续的第二响应段测量到的响应信号相位值之间相应的差，那么就从以这种方式得到的相位差中去除干扰的相位漂移。作为在所有第二响应段上不变的测试信号幅度的结果，响应信号取决于幅度的相位失真在所有第二响应段上是恒定的，并且容许相位参考不受取决于幅度的相位失真影响。
由于响应信号中的频率偏差，响应信号的相位响应在测试信号的各个响应段内无法保持恒定，这是不利的，但是可以改为提供线性上升的特性曲线。为了补偿这种由于响应信号中的频率偏差引起的响应信号相位误差，根据现有技术中的已知方法，可以在测试信号的每个单独的响应段中估计各自发生的频率偏差。从针对测试信号的每个响应段估计的频率偏差，通过使用测试信号的相关幅度值对各个频率偏差进行额外的加权，用针对响应信号的整个相位响应的平均公式来计算平均频率偏差。这种使用测试信号的相关幅度值对各个频率偏差进行的加权，考虑了在具有测试信号较大幅度值的响应段中对频率偏差进行的更精确的估计，因为在这些响应段中改进的信号-噪声间隔占据优势地位。

附图说明

接下来将参照附图更加详细地描述根据本发明的用于测量传输链路的幅度响应和相位响应的方法的示例性实施例和根据本发明的用于测量传输链路的幅度响应和相位响应的系统的示例性实施例。
在附图中：
图1示出移动电话所用待校准的极化调制器的电路框图；
图2示出根据本发明的用于测量传输链路的AM-AM特性曲线和 AM-PM特性曲线的系统的电路框图；
图3示出在校准移动电话所用极化调制器时同步误差所用的误差模型；
图4示出根据本发明的用于测量传输链路的AM-AM特性曲线和 AM-PM特性曲线的方法的流程图；
图5示出测试信号和响应信号的幅度响应和相位响应的时序图；
图6A和图6B示出用于确定传输链路AM-AM特性曲线和AM-PM特性曲线的测试信号的幅度值的时序图；
图7A和图7B示出响应信号的相位值的时序图，所述响应信号具有由 AM-PM失真和相位漂移的叠加引起的相位误差、由相位漂移引起的相位误差和由AM-PM失真引起的相位误差。

具体实施方式

在参照图2和图4描述根据本发明的用于确定一般传输链路的幅度和相位响应的系统和方法之前，首先参照图1给出移动电话所用极化调制器的结构和相应的功能，对其所进行的校准可以认为是根据本发明的用于测定传输链路的幅度和相位特性曲线的方法和系统的较佳应用。
从图1中未示出的信号源向极化调制器1供给待发射的符号序列s(v)。 IQ调制器2在载波信号的协助下，从该符号序列s(v)产生要由移动电话发射的正交信号的同相分量I和正交分量Q。通过CORDIC转换器3将正交信号的同相分量I和正交分量Q转换为待发射信号中对应的幅度分量r和相位分量(极坐标)。
在接下来的预失真单元4中，实现幅度分量r和相位分量各自的预失真。所述预失真的结果是，补偿了在接下来的功率放大器5中将要产生的待发射信号的幅度和相位失真，并且相应地在极化调制器1中产生理想地没有幅度和相位失真的待发射信号。
接下来在幅度调制器6中，经过预失真的幅度分量r’通过乘法数模转换器基本上转换到控制后面功率驱动器7所需的电平范围。功率驱动器7控制功率晶体管8，其由电压源Vs供电并且作为功率放大器5的外部功率输出级。
平行于幅度调制路径，经过预失真的相位分量’被供给到相位调制路径中的相位调制器9。相位调制器9从相位分量’产生的信号对应于随时间旋转的相位分量’的频率，并且作为后面压控频率振荡器(VCO)10的设定频率值。由压控频率振荡器10产生的频率信号供给到功率放大器5，在作为功率末级的功率晶体管8中被幅度放大，并且进一步在功率放大器5的输出端被传送到移动电话的天线。
为了在预失真单元4中对待发射信号的幅度分量r和相位分量进行预失真，应该确定幅度预失真特性曲线(AM-AM预失真特性曲线)和相位预失真特性曲线(AM-PM预失真特性曲线)。在理想的预失真中，这些特性曲线分别与功率放大器5的幅度失真特性曲线(AM-AM失真特性曲线)和相位失真特性曲线(AM-PM失真特性曲线)相反。相应地，为了对移动电话的极化调制器1进行无失真操作，应该在移动电话校准过程的框架内探索功率放大器5的幅度响应和相位响应。
以下描述给出根据本发明的用于确定一般传输链路的幅度响应和相位响应的系统，如图2所示，该传输链路起始于如图1所示的移动电话所用极化调制器1的功率放大器5。
根据本发明的系统包括：待校准的被测装置(DUT)11，其对应于图1中移动电话的极化调制器1；测量装置12；和用于高级程序控制的单元13，其由例如个人计算机实现。待校准的被测装置11又包括传输链路14，其对应于图1中极化调制器1的功率放大器5，具有一般的非线性幅度特性曲线和非线性相位特性曲线。
从整体上与图1中极化调制器1的功能单元2、3、4、6、7、8、9和 10相对应的传输单元15，通过单向连接线路16向传输链路14供给测试信号s(t)，该测试信号包括幅度分量|s(t)|和相位分量s(t)；并且传输链路14通过单向连接线路17向测量装置12传送相对于传输链路14的幅度和相位特性曲线失真的响应信号e(t)，该信号包括幅度分量|e(t)|和相位分量E(t)。用于高级程序控制的单元13通过双向连接线路18与传输单元15通信，并且通过双向连接线路19与测量装置12通信。
图3给出误差模型20，其除了AM-AM失真和AM-PM失真以外，包括校准传输链路14所需要考虑的所有误差，该误差模型20串联连接到根据本发明的用于确定一般传输链路14的幅度和相位特性曲线的系统中正校准的传输链路14。
在误差模型20中，通过乘法元件21，将项e-jΔω-t叠加在响应信号e(t)上，该项e-jΔω·t模拟由于校准中未进行频率同步而产生的频率偏差Δω。在误差模型20中接下来的乘法元件22中，将项e-j(0+(t))叠加在响应信号e(t)上，该项 e-j(0+(t))模拟由于校准中未进行相位同步而产生的起始相位0和相位漂移。误差模型20中接下来的加法单元23将噪声信号n(t)叠加在响应信号e(t)上。最后，在误差模型20最后的延时元件24中模拟由于校准中未进行时间同步而产生的传输信号s(t)和响应信号e(t)之间的延时。
在以下描述中，参照图4描述根据本发明的用于测量传输链路14的 AM-AM特性曲线和AM-PM特性曲线的方法。关于这点，尤其要参照对传输链路的AM-AM特性曲线和AM-PM特性曲线进行正确的测量所需要的时间、频率和相位同步。
在根据本发明的用于测量传输链路14的AM-AM特性曲线和AM-PM 特性曲线的方法的程序阶段S10，传输单元15生成传输信号s(t)。如图5上部的时序图所示，该传输信号s(t)提供幅度响应|s(t)|，其特征是本质上恒定的响应段，例如图5中所示的“下降阶梯函数”。图5下部的时序图示出传输信号s(t)的相位响应s(t)，根据本发明，其在传输信号s(t)的所有响应段均提供恒定且相同的取值，在图5中以示例值0的实线示出。
根据本发明，根据图6A的传输信号s(t)的幅度响应|s(t)|提供长度为ΔT 的第一响应段1i，其幅度值|s1i|彼此相对变化。因为幅度值|s1i|彼此相对变化，所以可以用传输信号s(t)来确定传输线路14的AM-AM特性曲线，该传输信号s(t)提供如图6A所示的幅度响应|s(t)|。根据本发明，根据图6B的传输信号s(t)的幅度响应|s(t)|被用来确定传输链路14的AM-PM特性曲线。这也由本质上恒定的响应段ΔT组成，但是包括交替的第一响应段1i和第二响应段 2i，其中第一响应段的幅度值|s1i|彼此相对变化，在图6B中用实线表示，而第二响应段的幅度值|s2i|彼此相对不变，在图6B中用虚线表示。为了确保第一和第二响应段具有相对恒定的幅度值|s1i|和|s2i|从而允许对AM-AM特性曲线和AM-PM特性曲线进行正确的测量，在每个第一响应段1i和相应的第二响应段2i开始的时候等待给定的不确定间隔Δt’，直到在传输单元15的瞬时初始响应之后在接下来的间隔ΔT’中在传输线路14的输入端固定状况占据优势地位。
在下一程序阶段S20中，在传输信号s(t)的第一响应段1i和第二响应段 2i的间隔ΔT’期间，对响应信号e(t)的相应幅度值|e1i|和|e2i|以及相位值E1i 和E2i进行测量。如图5所示，在传输信号s(t)的第一响应段1i和第二响应段2i期间，响应信号e(t)的幅度响应|e(t)|——在图5上部的时序图中以虚线示出——至少在间隔ΔT’的范围内提供了具有相关幅度值|e1i|和|e2i|的恒定响应段。
在叠加频率偏差Δω的情况下，在传输信号s(t)的第一响应段1i和第二响应段2i中，图5下方时序图中的响应信号e(t)的相位响应E(t)在各种情况下均提供线性上升相位响应——图5下方时序图中的虚线；在补偿了所叠加的频率偏差Δω的情况下，在传输信号s(t)的第一响应段1i和第二响应段2i 中，响应信号e(t)的相位响应E(t)在各种情况下均提供恒定相位响应——图 5下方时序图中的点划线。在传输信号s(t)的第一响应段1i和第二响应段2i 之间的过渡阶段，响应信号e(t)的相位响应E(t)的不稳定是由以下因素引起的：过渡阶段传输信号的幅度值变化，以及响应信号e(t)的相位响应E(t)对传输信号s(t)的幅度|s(t)|的依赖关系，该依赖关系对应于传输链路14的 AM-PM特性曲线。
程序阶段S30包括根据现有技术的方法在响应信号e(t)的各个第一响应段1i和第二响应段2i中对频率偏差Δωi的估计，在当前描述中不需要进一步提及该方法。由于对各个频率偏差Δω1i和相应的Δω2i的估计分别具有统计估计误差，因此计算可以用于下面描述中响应信号e(t)的所有第一响应段1i和第二响应段2i的平均频率偏差Δωavg，从而补偿所有估计出的频率偏差Δω1i和相应的Δω2i的相位响应E(t)中的频率偏差Δω。针对这一目的，根据等式(1)，在响应信号e(t)的第一响应段1i和第二响应段2i之一中利用响应信号e(t)的相关幅度值|e1i|和|e2i|对每个估计出的频率偏差Δω1i和相应的Δω2i进行加权。
Δ ω avg = 1 Σ i = 1 N ( | e 1 i | + | e 2 i | ) · Σ i = 1 N ( Δ ω 1 i · | e 1 i | + Δ ω 2 i · | e 2 i | ) - - - ( 1 )
在下一程序阶段S40中，针对传输信号s(t)的每个第一响应段1i和第二响应段2i，从传输信号s(t)的幅度值|s1i|和相应的|s2i|与响应信号e(t)的幅度值 |e1i|和相应的|e2i|之比来确定传输链路14的AM-AM特性曲线。
在程序阶段S50中，通过使用在程序阶段S40中所确定的平均频率偏差 Δωavg对响应信号e(t)的整个相位响应E(t)进行补偿，实现对在响应信号e(t) 被测量相位响应E(t)的各个第一响应段1i和第二响应段2i中所出现的频率偏差Δω1i或Δω2i进行补偿(从图5中的虚线转变成点划线)。相对于程序阶段S50中任意发生的相位漂移i，对在第一响应段1i和第二响应段2i 中相应地确定并且由此进行了附加的频率偏差补偿的相位值E1i’和E2i’进行调节。出于这一目的，根据等式(2)，通过形成传输信号s(t)的第一响应段1i中响应信号e(t)经过频率偏差补偿的相位值E1i’和传输信号s(t)接下来的第二响应段2i中响应信号e(t)经过频率偏差补偿的相位值E2i’之间的相位差Ei”，计算相位参考。
由于在响应信号e(t)的相位响应E(t)中可能发生的相位漂移(t)在传输信号s(t)的相邻每两个第一响应段1i和第二响应段2i之间几乎不变化，因此从分别在相邻两个第一响应段1i和第二响应段2i之间计算的相位差Ei”中去除相位漂移i。
Ei”＝E2i’-E1i’ (2)
图7A示出对所测量的响应信号e(t)经过频率偏差补偿的相位值E1i’和 E2i’的响应——图7A中的实线，该响应源自由于AM-PM特性曲线和相位漂移而产生的相位失真，图7A还示出对各个相位漂移i的响应——图7A 中的虚线。如果根据等式(2)从所测量的响应信号e(t)经过频率偏差补偿的相位值E1i’和E2i’中去除相位漂移i，则得到图7B所示的对经过频率偏差补偿和相位漂移补偿的相位值Ei”的响应，该响应仅仅源自传输链路14的 AM-PM特性曲线的相位失真。
在最后一个程序阶段S60中，通过形成经过频率偏差补偿和相位漂移补偿的相位值Ei”和传输信号s(t)的第一响应段1i或第二响应段2i中的相位值s1i或s2i’之间的差，然后除以相应的在第一响应段1i中的测试信号s(t) 的幅度值|s(t)|，来确定传输链路14的AM-PM特性曲线。
图4中给出的方法基于极坐标中的表示和计算(绝对值和相位)。作为替换，本方法，尤其是对响应信号e(t)的测量——图4中的程序阶段S20— —以及对频率偏差Δω的补偿——图4中的程序阶段S50——也可以在笛卡儿坐标(同相和正交分量)中实现，其中在确定AM-AM特性曲线和AM-PM 特性曲线之后，需要将IQ坐标转换成极坐标。如此一来，需要改变图4中各个程序阶段的顺序，并且实现额外的坐标转换程序阶段。
本发明不限于所给出的实施例。特别是，对例如滤波器、混频器等的其他通信传输链路以及根据不同调制方法和标准的传输信号的测量，也为本发明覆盖。

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用于输出信号的内窥镜-专利编号CN103892788B	2020-05-11	1012
输出信号生成装置-专利编号CN101346875B	2020-05-11	881
输出信号驱动电路及驱动输出信号的方法-专利编号CN101211654A	2020-05-13	802
TDI CCD输出信号处理器-专利编号CN102740010A	2020-05-12	998
输出信号调节系统-专利编号CN101964649B	2020-05-13	469
编码器的输出信号监视系统和编码器的输出信号监视方法-专利编号CN103364022B	2020-05-13	263
用于输出信号的内窥镜-专利编号CN103892788A	2020-05-12	990
输出信号调节系统-专利编号CN101964649A	2020-05-11	541
输出信号生成装置-专利编号CN101346875A	2020-05-11	873
输出信号生成电路-专利编号CN107765759A	2020-05-12	330

确定取决于输入信号幅度的传输链路的输出信号幅度和/或相位的方法和系统

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