本发明涉及一种压控振荡器，用于产生一个其频率正比于所加输 入电压的时钟信号，以及结合这种压控振荡器的锁相环(PLL)。

在包括数字显示装置、无线电通信装置等的不同应用中，锁相环 已广泛用于产生与接收信号同步的输出信号的电路中。锁相环通常包 括一个相位比较器，用于将输入信号的相位与输出信号经N分频而产 生的比较信号的相位相比较；和一个压控振荡器，用于输出一个正比 于由相位差或角度决定的电压的频率。

传统的压控振荡器产生取决于输入电压的电流，用所产生的电流 对在给定的电压之间的电容器进行充、放电，输出一个与电容器充、 放电同步的时钟信号。根据输入电压产生的电流值由输入电压和给定 的电阻值确定，电容器充、放电的速度由该电流值和电容器的电容值 确定。因此，时钟信号的频率由电流值和电容器的电容值确定。

在LSI(大规模集成电路)电路中制造的电阻值，取决于该电阻 器掺杂浓度、面积和深度等，所以会因制造工艺而产生偏差。电容器 的电容量取决于电容器的面积、电容器的介质层厚度及介电常数等， 也会受到制造工艺的影响。因而，压控振荡器的输出频率同样会因制 造工艺而产生偏差，这样，这种压控振荡器难以产生其频率被输入电 压精确控制的时钟信号。

为此，本发明的一个目的是提供一种压控振荡器，它所产生的时 钟信号的频率能够不受压控振荡器制造工艺的影响。

本发明的另一个目的是提供一种带有开关电容滤波器的压控振荡 器，用以产生一个其频率不受压控振荡器制造工艺影响的时钟信号。

本发明还有一个目的是提供一种结合有上述压控振荡器的锁相 环。

为达到以上目的，按照本发明，提供一种压控振荡器，用于产生 一个其频率取决于加到其上的输入电压值的输出时钟信号，它包括：

第一开关电容滤波器，工作时连接到被提供以输入电压的输入电 压端，用于响应于控制时钟信号而开关式地工作，以提供一个取决于 输入电压的正电流；第二开关电容滤波器，工作时连接到输入电压端， 用于响应于控制时钟信号而开关式地工作，以提供一个取决于输入电 压的负电流；一个运算放大器，它的一个输入端通过一个可与输出时 钟信号同步导通的第一开关，从而可交替地连接到第一开关电容滤波 器和第二开关电容滤波器，以及另一输入端加以一个恒定电压，并安 排成这样，即当通过在输入端和输出端之间所提供的反馈电路供给运 算放大器以正电流时，运算放大器的输出端的电位降低；当通过反馈 电路供给运算放大器以负电流时，输出端的电位升高；以及

一个比较器，用于将运算放大器输出端的电位交替地与和输出时 钟信号同步地进行转接的第一恒定电压及第二恒定电压进行比较，第 二恒定电压低于第一恒定电压，从而产生输出时钟信号。

由于每一个开关电容滤波器的等效电阻由其电容和控制时钟信号 频率的乘积的倒数表示，因而输出时钟信号的频率不受制造工艺的影 响。

第一开关电容滤波器可包括一个电容器，它的一个电极连接到一 个恒定电压端上，另一个电极可通过由控制时钟信号控制的第二开关 交替地连接到输入电压端和第一开关；以及一个等效电阻，其电阻取 决于电容器的电容量和控制时钟信号频率的乘积的倒数。

替换地，第一开关电容滤波器可包括一个电容器，它的一个电极 可通过由控制时钟信号控制的第三开关交替地连接到输入电压端和一 个恒定电压端，另一个电极可通过由控制时钟信号控制与第三开关同 相的第四开关交替地连接到第一开关和一个恒定电压端；以及一个等 效电阻，其电阻取决于电容器的电容量和控制时钟信号频率的乘积的 倒数。

第二开关电容滤波器可包括一个电容器，它的一个电极可通过由 控制时钟信号控制的第五开关交替地连接到输入电压端和一个恒定电 压端，另一个电极可通过由控制时钟信号控制与第五开关反相的第六 开关交替地连接到第一开关和恒定电压端；以及一个等效电阻，其电 阻取决于电容器的电容量和控制时钟信号频率的乘积的倒数。

根据本发明，还提供一种压控振荡器，用于产生一个频率取决于 加到其上的输入电压值的输出时钟信号，它包括：

一个电压-电流转换器，用于产生一个取决于通过输入电压端而提 供的输入电压的电流；

一个能充/放电的电容器，用于通过由电压-电流转换器产生的电流， 与输出时钟信号同步地进行充电和放电；

一个比较器，用于在能充/放电的电容器进行充/放电的时候，将加 在电容器上的电压交替地与第一恒定电压和第二恒定电压相比较，两 恒定电压可用输出时钟信号进行同步切换，第二恒定电压低于第一恒 定电压，从而产生输出时钟信号；以及

一个运算放大器，它包含一个连接到运算放大器输入端的输入电 阻器和一个在输入端与输出端之间的反馈电阻器；

该反馈电阻器包括由控制时钟信号开关式地控制的第三开关电容 滤波器。

此外，还提供一个锁相环，用于产生一个与输入信号同相的输出 信号，该输出信号的频率是输入信号频率的多倍频。该锁相环包括：

一个相位比较器，用于检测在输入信号和一个通过对输出信号的 频率进行预定数字的分频所产生的比较信号之间的相位差，

一个上面描述过的压控振荡器，用于响应于相位比较器的输出电 压产生输出信号；以及

一个分频器，用于对输出信号的频率进行预定数字的分频。

通过实例的方式，结合描述本发明的优选实施例的附图所作的以 下的说明，将使本发明的上述的及其它目的、特征和优点更加明了。

附图简述

图1是通常的锁相环的框图；

图2是根据本发明的压控振荡器的电路图；

图3显示的是图2所示压控振荡器中与其各开关的接通或关断有 关的信号波形图；

图4是说明图2所示压控振荡器在其输出信号Vout处于H(高) 电平时期TH的工作情况的等效电路图；

图5是说明图2所示压控振荡器在其输出信号Vout处于L(低) 电平时期TL的工作情况的等效电路图；

图6是图2所示压控振荡器的开关的电路图；

图7是图2所示压控振荡器中第一开关电容滤波器的电路图；

图8A和图8B是说明图7所示第一开关电容滤波器的工作情况的 等效电路图；

图9是图2所示压控振荡器中第二开关电容滤波器的电路图；

图10是说明图9所示第二开关电容滤波器的工作情况的等效电路 图；

图11是图2所示压控振荡器在其输出信号Vout处于H(高)电 平时期TH的等效电路图；

图12是图2所示压控振荡器在其输出信号Vout处于L(低)电 平时期TL的等效电路图；

图13是一种改进的压控振荡器的等效电路图，它与图2所示压控 振荡器的不同处在于，其中第一开关电容滤波器被另一种开关电容滤 波器代替；

图14是说明包含图13所示开关的另一种开关电容滤波器工作情 况的电路图；

图15是说明包含图13所示开关的另一种开关电容滤波器工作情 况的电路图；

图16是根据本发明改进型式的压控振荡器的电路图；

图17显示的是图16所示压控振荡器中与其各开关的接通或关断 有关的信号波形图；

图18是图2和图16所示压控振荡器中每个运算放大器的电路 图；

图19是图2和图16所示压控振荡器中每个比较器的电路图。

图1以框图的形式显示了普通锁相环。如图1所示，应用到数字 显示装置中的锁相环例如在其输入端提供以一个行同步信号Hsync， 从而用于产生一个与行同步信号Hsync同步的时钟信号CLK，其频 率为行同步信号Hsync频率的N倍。该锁相环包括一个相位比较器 10，用于检测在行同步信号Hsync和一个通过对时钟信号CLK进行 N分频得到的比较信号VH之间的相位差或角度；一个压控振荡器 (VCO)11，它由相位比较器10检测的相位差产生的输入电压Vin 控制；以及一个分频器12，用于对时钟信号CLK进行N分频。压控 振荡器11产生一个其频率取决于输入电压值Vin的时钟信号。运行 时，锁相环被锁定，此时，在行同步信号Hsync与一个比较信号VH (即分频器12的输出信号)之间不存在相位差，输出与行同步信号 Hsync同步的时钟信号CLK，其频率为行同步信号Hsync的N倍。

图2显示的是根据本发明的一种压控振荡器，它被设计成不受压 控振荡器制造工艺的影响。图2所示压控振荡器包括具有等效正电阻 的第一开关电容滤波器SCF1和具有等效负电阻的第二开关电容滤波 器SCF2。第一和二开关电容滤波器SCF1、SCF2分别经过开关S4、 S5并通过节点N2连接到运算放大器AMP1的倒相输入端。运算放大 器AMP1的非倒相输入端接地。开关S4、S5受输出信号Vout控制 互补地切换。运算放大器AMP1的输出端经过节点N1连接到比较器 COMP1的正输入端。运算放大器AMP1的输出端还经过节点N1和电 容器C0相连，该电容器经过节点N2被连接到运算放大器AMP1的 倒相输入端。通过相应的开关S6、S7，恒定电压VRH、VRL被提 供到比较器COMP1的负输入端，开关S6、S7受输出信号控制互补 地切换。恒定电压VRH高于恒定电压VRL。

第一开关电容滤波器SCF1包括开关S1和电容器C1。如图2所 示，开关S1受控制时钟信号fCLK控制。第二开关电容滤波器SCF2包 括开关S2、S3和电容器C1。开关S2、S3受与控制时钟信号fCLK 互补的信号控制。

图3显示的是图2所示压控振荡器中与其开关S4～S7的接通或 关断有关的信号波形。基本上，在加到其上的控制信号处于H(高) 电平时，开关S4～S7被显示为接通，在控制信号处于L(低)电平 时，开关断开。然而，控制信号的H或L电平与开关S4～S7的通或 断之间的关系可按要求予以改变。

图2所示压控振荡器基本上是这样运行的：随着开关S4、S5的 通或断，运算放大器AMP1在节点N1的输出信号在恒定电压VRH和 VRL之间升高或降低，同时节点N1的电压与恒定电压VRH、VRL 相比较，产生一个为H或L电平的时钟信号Vout(CLK)。节点 N1的电压升高或降低的速度，即，节点N1的电压梯度，取决于输入 电压Vin的大小。因此，该压控振荡器产生了其频率取决于输入电压 Vin的时钟信号Vout。

下面将对图2所示压控振荡器的整个工作过程进行说明。

第一和第二开关电容滤波器SCF1、SCF2，具有如下详述的各自 的等效正、负电阻。为说明压控振荡器的整个工作过程，假定第一、 二压控振荡器SCF1、SCF2分别被视作为等效电阻器R1、R2(见 图4和图5)。

图4和图5是说明图2中所示压控振荡器工作情况的等效电路 图。图4显示的是压控振荡器在其输出信号Vout处于H电平时期TH 的工作过程，图5显示的是压控振荡器在其输出信号Vout处于L电平 时期TL的工作过程。在时期TH，开关S4被接通，开关S5被断开； 在时期TL，开关S4被断开，开关S5被接通。

由于开关S4在时期TH被接通，因此输入电压Vin被用来通过等 效电阻器R1对电容器C0充电，从而提高了节点N2的电位，在图4 中用电流I1表示。然而，由于运算放大器AMP1非倒相输入端被接地， 运算放大器AMP1的工作使连接到其倒相输入端的节点N2保持地电 位。结果，运算放大器AMP1输出端的节点N1的电位降低了，因此 连接到节点N1的电容器C0的电极的电位也降低，使对电容器C0充 电成为可能。

节点N1的电位继续降低，直至达到加给比较器COMP1负输入端 的低恒定电压VRL为止。当节点N1的电位达到低恒定电压VRL时， 比较器COMP1的输出电压变为L电平，于是开关S4被断开，开关 S5被接通。与此同时，高恒定电压VRH被加到比较器COMP1的负 输入端。

由于开关S5在时期TL被接通，所以电容器C0通过等效电阻器 R2放电，从而降低了节点N2的电位，如图5中用电流I2表示。然而， 由于运算放大器AMP1非倒相输入端被接地，运算放大器AMP1的工 作使连接到其倒相端的节点N2保持地电位。结果，运算放大器AMP1 输出端的节点N1的电位升高了，因此，连接到节点N1的电容器C0 的电极的电位也升高，使对电容器C0放电成为可能。

节点N1的电位继续升高，直至达到加给比较器COMP1负输入端 的高恒定电压VRH为止。当节点N1的电位达到高恒定电压VRH时， 比较器COMP1的输出电压变为H电平，于是开关S5被断开，开关 S4被接通。与此同时，低恒定电压VRL被加到比较器COMP1的负 输入端。

这样，通过用输出电压Vout切换开关S4、S5、S6、S7，节点 N1的的电位可下降或上升，其下降或上升速度，或者说梯度，取决于 输入电压Vin和第一、二开关电容滤波器SCF1、SCF2的等效电阻器 R1、R2。节点N1电位降低或升高的梯度可利用其等效电阻器R1、 R2计算，如下：

在时期TH，电容器C0被图4所示电流I1充电。如果电容器C0 中存储的电荷用ΔQ表示，那么可进行如下计算：

ΔQ＝C0×ΔV1＝I1×Δt。

电流I1由下式给出：

I1＝Vin/R1。

从以上两个等式，ΔV1和Δt的比值被表示如下：

ΔV1/Δt＝Vin/(C0×R1)。  …(1)

类似地，在时期TL，电容器C0被图5所示电流I2放电。如果 电容器C0的放电电荷用ΔQ表示，那么可进行如下计算：

ΔQ＝C0×ΔV2＝I2×Δt。

电流I2由下给出：

I2＝Vin/R2。

从以上两个等式，ΔV2和Δt的比值被表示如下：

ΔV2/Δt＝Vin/(C0×R2)。  …(2)

下面将描述开关电容滤波器SCF1，SCF2的工作过程。

图6特别详细地显示了图2所示压控振荡器的开关S4、S5。开 关S6、S7也具有和图6所示相同的电路设计。如图6所示，开关S4 包括一个由P沟道晶体管P21和N沟道晶体管Q21组成的CMOS电 路，以及开关S5包括一个由P沟道晶体管P22和N沟道晶体管Q22 组成的CMOS电路。这些晶体管通过倒相器INV10、INV11、INV12 受输出电压Vout控制。当加到开关的控制信号处于H电平时，晶体 管导通；当控制信号处于L电平时，晶体管截止。

图7特别详细地显示了第一开关电容滤波器SCF1。第一开关电 容滤波器SCF1的开关S1，包括一个由P沟道晶体管P23和N沟道晶 体管Q23组成的CMOS开关，以及一个由P沟道晶体管P24和N沟 道晶体管Q24组成的CMOS开关。这些CMOS开关被控制时钟信号 fCLK交替地接通或关断。

图8A和8B说明了第一开关电容滤波器SCF1的工作情况。在图 8A中，控制时钟信号fCLK为L电平，在图8B中为H电平。在图8A 中，输入电压Vin被直接加到电容器C1，例如，在一个控制时钟信 号fCLK处于L电平的时间间隔Δt内，该电容器被电流I1充电至 ΔV。在图8B中，电容器C1存贮的电荷ΔQ被放电到与开关S4连接 的节点N3上。电荷ΔQ和控制时钟信号fCLK被表示如下：

ΔQ＝C1×ΔV＝I1×Δt

fCLK＝1/Δt。

从上面的等式，ΔV与I1的比值被给出为：

ΔV/I1＝1/(fCLK×C1)。

因此，由于第一开关电容滤波器SCF1的等效电阻器R1被表示为 R1＝ΔV/I1，如图7所示，所以等效电阻器R1可由下式表示：

R1＝1/(fCLK×C1)。  …(3)

第一开关电容滤波器SCF1的工作等效为，好象是通过电容器C1 将存贮的电荷抽送到节点N3。

将等式(3)代入等式(1)中，得到下列等式：

ΔV1/Δt＝Vin/(C0×R1)＝(Vin×fCLK×C1)/C0。

在图3中，输出电压Vout处于H电平的时期TH由下式给定：

TH＝(VRH-VRL)×Δt/ΔV1。

由于输出电压Vout的频率f1正比于时期TH的倒数，它可被表示 为： $f_1\propto \frac{1}{\mathrm{TH}}=\frac{\mathrm{\Delta V}1}{(\mathrm{VRH}-\mathrm{VRL})\mathrm{\Delta t}}$ $=\frac{\mathrm{Vin}\times f_{\mathrm{CLK}}\times C1}{(\mathrm{VRH}-\mathrm{VRL})\times C0}......\left(4\right)$

图9特别详尽地显示了第二开关电容滤波器SCF2。第二开关电 容滤波器SCF2的开关S2，包括一个由P沟道晶体管P25和N沟道晶 体管Q25组成的CMOS开关，一个由P沟道晶体管P26和N沟道晶 体管Q26组成的CMOS开关，一个由P沟道晶体管P27和N沟道晶 体管Q27组成的CMOS开关，一个由P沟道晶体管P28和N沟道晶 体管Q28组成的CMOS开关。这些CMOS开关具有各自的被控制时 钟信号fCLK控制的栅极。

图10A和10B说明了第二开关电容滤波器SCF2的工作情况。如 图10A所示，当控制时钟信号fCLK为L电平时，输入电压Vin被加到 电容器C1上，使电容器被电流I1充电至ΔV。当该控制时钟信号fCLK 变为H电平时，如图10B所示，由于电容器C1的一个电极被接地， 因此其另一个电极保持-ΔV电位，同时从连接到开关S5的节点N4 来的电流I2对电容器C1充电。第二开关电容滤波器SCF2工作等效 为，好象是将存贮的电荷从节点N4抽送到被加上输入电压Vin的输入 端。

电荷ΔQ和控制时钟信号fCLK被表示如下：

ΔQ＝C1×ΔV＝I2×Δt

fCLK＝1/Δt。

从上面的等式，ΔV与I2的比值被给出为：

ΔV/I2＝1/(fCLK×C1)。

因此，由于第二开关电容滤波器SCF2的等效电阻器R2被表示 为：

R2＝-ΔV/I2，如图9所示，所以等效电阻器R2可由下式表示：

R2＝-1/(fCLK×C1)。…(5)

将等式(5)代入等式(2)中，得到下列等式：

ΔV2/Δt＝Vin/(C0×R2)＝-(Vin×fCLK×C1)/C0。

在图3中，输出电压Vout处于L电平的时期TL由下式给定：

TL＝(VRH-VRL)×Δt/ΔV2。

由于输出电压Vout的频率f2正比于时期TL的倒数，它可被表示 为： $f_2\propto \frac{1}{\mathrm{TL}}=\frac{\mathrm{\Delta V}2}{(\mathrm{VRH}-\mathrm{VRL})\mathrm{\Delta t}}$

Vin×fCLK×C1

等式(6)与上述的等式(4)是相同的，这是因为开关电容滤 波器SCF1、SCF2包含相同的电容器C1。

从等式(4)，(6)可以看到，输出电压Vout的频率f与输入电 压值Vin成正比，并且取决于恒定电压VRH、VRL以及电容器的电容 比(C1/C0)。控制时钟信号fCLK和恒定电压VRH、VRL可以通 过电路设计，使其不受制造工艺的影响。鉴于关系式C＝εS/d (ε：介电常数，S：面积，d：膜厚度)，尽管每个电容器C1、C0的 电容因制造工艺会产生偏差，但C1/C0的比值抵消了这种偏差，这就 有可能使压控振荡器产生的时钟信号的频率不受制造工艺的影响。

图11显示的是图2所示压控振荡器在其输出信号Vout处于H电 平时期TH的等效电路图。图12显示的是图2所示压控振荡器在其输 出信号Vout处于L电平时期TL的等效电路图。

在时期TH，如图11所示，开关S4、S6被如图4中所示那样地 接通。从上述第一开关电容滤波器SCF1的工作说明中可以看出，第 一开关电容滤波器SCF1的工作是与控制时钟信号fCLK同步，将取决于 输入电压Vin的电荷抽送到节点N3。于是，电流I1对电容器C0充 电。然而，由于运算放大器AMP1非倒相输入端被接地，运算放大器 AMP1工作使节点N2维持在非倒相输入端的地电位上。结果，运算放 大器AMP1输出端的节点N1的电位降低。

如图3所示，在时期TH，与控制时钟信号fCLK同步，节点N1 的电位逐步下降，直至达到加给比较器COMP1负输入端的低恒定电 压VRL为止。当节点N1的电位达到低恒定电压VRL时，输出电压 Vout在t2、t4时刻变为L电平。

在时期TL，如图12所示，开关S5、S7被如图5中所示那样地 接通。从上述第二开关电容滤波器SCF2的工作说明中可以看出，第 二开关电容滤波器SCF2的工作是与控制时钟信号fCLK同步，将取决 于输入电压Vin的电荷抽送到节点N4。于是，电流I2使电容器C0 放电。然而，由于运算放大器AMP1非倒相输入端被接地，运算放大 器AMP1工作使节点N2维持在非倒相输入端的地电位上。结果，运 算放大器AMP1输出端的节点N1的电位升高。

如图3所示，在时期TL，与控制时钟信号fCLK同步，节点N1 的电位逐步升高，直至达到加给比较器COMP1负输入端的高恒定电 压VRH为止。当节点N1的电位达到高恒定电压VRH时，输出电压 Vout在t1、t3时刻变为H电平。

图13显示的是一种改进的压控振荡器的等效电路图，与图2所示 的压控振荡器的不同处在于，其中第一开关电容滤波器SCF1被另一 个开关电容滤波器SCF3取代。如图13所示，开关电容滤波器SCF3 包括可由控制时钟信号fCLK控制其通断的开关S8、S9，和电容器 C1。除了开关S8、S9在工作时与开关S2、S3不同外，开关电容滤 波器SCF3类似于开关电容滤波器SCF2。

图13显示的是在压控振荡器的输出电压Vout处于H电平时开关 S4、S5、S6、S7的状态。在输出电压Vout为L电平时，压控振荡 器以和图12所示的相同方式工作。

图14、15显示的是含开关S8、S9的开关电容滤波器SCF3的 工作。当控制时钟信号fCLK处于H电平时，如图14所示，开关S8连 接到输入端，开关S9连接到节点N3上。结果，与输入端相连的电容 器C1的电极，通过输入端提供的输入电压被充电到例如ΔQ。按照电 荷守恒原理，电容器C1的相反端也保持在ΔQ的电位上。因此，在与 节点N2连接的电容器C0的电极上趋向于产生一个ΔQ的电压。然而， 由于运算放大器AMP1的非倒相输入端被接地，运算放大器AMP1的 工作使得与节点N2连接的电容器C0的电极维持在地电位上，从而降 低了节点N1的电位。

当控制时钟信号fCLK变为L电平，如图15所示，开关S8、S9 被接地，使电容器C1的电极上的电压复位至0V。随后，当控制时钟 信号fCLK变为H电平时，节点N1的电位按照电压ΔQ下降，如图14 所示。

此刻，ΔQ电压与上面参照图7和图8A、8B中所述的电容器C1 被充到的电压相同。因此，开关电容滤波器SCF3的等效电阻器的电 阻可由下式表示：

R3＝1/(fCLK×C1)。

因此，图13所示改进的压控振荡器的输出电压Vout的频率f也 可以由上面给出的等式(4)表示。

图16显示的是根据本发明改进方案的一种压控振荡器。图2或图 13所示类型的压控振荡器，都可直接将输入电压Vin转换为频率 (Vout)。在图16所示压控振荡器中，根据输入电压产生电流I10， 电容器C10通过电流I10充电或放电，连接到电容器C10的节点N10 的变化的电位通过比较器COMP2和恒定电压VRH、VRL进行比 较，以转换为频率(Vout)。

图16所示压控振荡器含有一个电压-电流转换器30，该电压-电流 转换器包括运算放大器AMP2，P沟道晶体管P1、P2、P3，N沟 道晶体管Q1、Q2，电阻器R10，以及开关S10、S12。P沟道晶 体管P1、P2、P3各自的栅极连接到运算放大器AMP2的输出端，P 沟道晶体管P1的漏极连接到运算放大器AMP2的非倒相输入端，运 算放大器AMP2控制一个由晶体管P1产生的电流I10和电阻器R10 的乘积表示的电压，以使它等于输入电压Vin。具体而言，若输入电 压Vin升高，则运算放大器AMP2控制其输出电压来增大电流I10， 从而提高晶体管P1的漏极电平。若输入电压Vin降低，则运算放大器 AMP2控制其输出电压来减小电流I10，从而降低晶体管P1的漏极电 平。因此，运算放大器AMP2控制其输出电压从而产生取决于输入电 压值Vin的电流I10。

由于运算放大器AMP2的输出端与其它晶体管P2、P3相连接， 则P2、P3产生的电流I12、I13也受到控制，在数值上与输入电压 Vin成正比。如果晶体管P1、P2、P3尺寸结构相同，则所有电流 I10、I11、I12都相等。

由于晶体管Q1、Q2形成了一个电流镜，所以电流I13正比于电 流I11。如果晶体管Q1、Q2尺寸结构相同，则所有电流I11、I13 相同。

因此，电压-电流转换器30产生正比于输入电压值Vin的电流 I12、I13。

图17显示的是图16所示压控振荡器中的信号波形，描述了该压 控振荡器的工作。图16所示的开关S10、S12、S14、S16由输出电 压Vout控制。当输出电压Vout处于L电平时，开关S10被接通，对 电容器C10充电，因而提高了节点N10的电位。当节点N10的电位达 到恒定电压VRH时，比较器COMP2的输出电压Vout变为H电平， 开关S12、S16被接通。然后，电容器C10由电流I13放电，节点N10 的电位降低。当节点N10的电位达到恒定电压VRL时，比较器COMP2 的输出电压Vout变为L电平。

由于充电电流I12和放电电流I13的值分别正比于输入电压Vin， 因此电容器C10充、放电的速度也正比于输入电压Vin的值，并且其 充、放电的频率受输入电压Vin控制。

在图17所示的时期TH，由于电容器C10由电流I13放电，则ΔV 和Δt的比值表示如下：

                  ΔV/Δt＝I13/C10。

时期TH由下式给定： $\mathrm{TH}\propto =\frac{(\mathrm{VRH}-\mathrm{VRL})}{\frac{\mathrm{\Delta V}}{\mathrm{\Delta t}}}=\frac{C10}{I13}(\mathrm{VRH}-\mathrm{VRL})$ 。

因此，既然压控振荡器的频率f10为f10＝1/TH，且电流I13为 I13∝I10＝Vin/R10，从而频率f10可表示为： $f_{10}\propto \frac{I13}{(\mathrm{VRH}-\mathrm{VRL})\times C10}$ $\propto \frac{\mathrm{Vin}}{(\mathrm{VRH}-\mathrm{VRL})\times C10\times R10}......\left(7\right)$

上面等式(7)的关系在电容器C10被充电时同样满足。

从以上等式(7)可看出，由于对电容器C10和电阻器R10的制 造工艺，会使频率f10产生偏差。

为弥补这一不足，图16所示压控振荡器含有一个用于产生恒定电 压VRH、VRL的恒压产生器40，它包括一个含开关电容滤波器SCF4 的电路，用于抵消如等式(7)中所表示的因电容器C10和电阻器R10 的制造工艺而引起频率偏差。

恒压产生器40包括运算放大器AMP3，输入电阻器R3和作为反 馈电阻器R4的开关电容滤波器SCF4。由一个独立电压源产生的恒定 电压VR，通过电阻器R3和节点N12提供到运算放大器AMP3的倒 相输入端，同时，一个0V电压或恒定电压V10提供到运算放大器 AMP3的非倒相输入端。运算放大器AMP3在节点N14上产生一个输 出电压，作为高恒定电压VRH，它经过电阻器R5、R6分压可产生 作为低恒压VRL的电压。

电阻器R3、R4和运算放大器AMP3组成一个，通常称作倒相放 大器的放大器，其放大倍数由R4/R3表示。具体而言，倒相放大器控 制节点N12保持在运算放大器AMP3的非倒相输入端的电位上，例如 0V。因此，流过电阻器R3的电流I20表示为：

                  I20＝VR/R3。

如果同样的电流I20以图16中箭头表示的方向流过反馈电阻 R4，那么高恒定电压VRH可表示为：

                VRH＝-I20×R4。

由于开关电容滤波器SCF4的等效电阻器的值可表示为：

              R4＝1/(fCLK×C30)，以及 低恒定电压VRL可由VRL＝K×VRH表示，则恒定电压VRH、 VRL之差VRH-VRL可由下式表出：

VRH-VRL＝(K-1)VRH $=\frac{(1-K)\mathrm{VR}}{f_{\mathrm{CLK}}\times C30\times R3}......\left(8\right)$

由等式(7)和(8)，频率f10表示为： $f_{10}\propto \frac{\mathrm{Vin}\times f_{\mathrm{CLK}}\times C30\times R3}{(1-K)\mathrm{VR}\times C10\times R10}....\left(9\right)$

由于电容C和电阻R的乘积分别出现在等式(9)的分母和分 子中，则因制造工艺偏差引起的电容和电阻之间的差值就可互相抵 消。

如上所述，该恒压产生器40把一个放大倍数由输入电阻器R3和 反馈电阻器R4的电阻比表示的倒相放大器与一个含开关电容滤波器 SCF4且由电容器C30的电容倒数表示的反馈电阻器R4相结合。以这 种方式，可消去等式(7)中的CR分量。

在图16所示恒压产生器40中的开关电容滤波器SCF4可以用图 13、14和15中所示的开关电容滤波器SCF3代替，用于类似地产生 一个不受制造工艺影响的频率时钟信号。开关电容滤波器SCF3和开 关电容滤波器SCF4具有同样的等效电阻，并且它以和上述的同样方 式工作。

图18显示的是每个运算放大器AMP1、AMP2、AMP3。如图 18所示，每个运算放大器AMP1、AMP2、AMP3包括用来比较输 入电压Vin和输入电压Vin倒相值的比较器15a，以及用来放大比较 器15a的输出信号的放大器15b。比较器15a包括共同形成电流镜的 一对负载晶体管P10、P11；一个晶体管Q12，其栅极被提供以一个 恒定电压V1，使其作为一个恒流源；以及一对负载晶体管Q10、 Q11，它们的栅极分别被提供以输入电压Vin及其倒相值。晶体管的 Q11漏极与P沟道晶体管P12的栅极相连，P12的漏极连接到输出端 Vo。晶体管Q13被用作为一个恒流源，它被提供以一个恒定电压V2。

当输入电压Vin降低时，晶体管Q10的电导增大，晶体管Q11的 电导减小。因此晶体管Q11漏极电位降低，该电位经过P沟道晶体管 P12倒相和放大，结果输出端Vo的输出电压增大。

由此，在图16所示运算放大器AMP2中，当输出端Vo的输出电 压增大时，P沟道晶体管P12的栅极电位也上升，同时减小了电流 I10。结果，通过电阻器R10降在晶体管Q11栅极的电位，作为输入 电压的倒相值Vin也降低。当输入电压Vin和其倒相值Vin的差为零 时，运算放大器工作稳定。当输入电压Vin升高时，运算放大器工作 情况与上面过程正相反，增大了电流I10。

图19显示了每个运算放大器COMP1、COMP2。如图19所示， 每一个比较器COMP1、COMP2包括输入比较器18a，用来放大输 入比较器18a输出信号的放大器18b，以及包括用来将18b输出信号 转换为H或L电平的数字信号的输出转换器18c。输入比较器18a和 放大器18b分别和图18所示运算放大器中的比较器15a和放大器15b 相同。在比较器中，放大器18b的输出端连接到一个CMOS倒相器的 输入端，和输出转换器18c一样，它包括P沟道晶体管P13和N沟道 晶体管Q14。当每次加给输入比较器18a输入电压V+和V-之间的 电位关系发生变化时，输出转换器的18c的输出电压Vout在H电平 和L电平间切换。

当输入电压V+大于另一个输入电压V-时，晶体管Q10的电导 减小，晶体管Q11的电导增大，因此晶体管Q11的漏极电位升高，并 经过P沟道晶体管P12倒相和放大。P沟道晶体管P12的漏极电位降 低，从而产生一个具有H电平的输出电压Vout。因此，当V+＞V- 时，输出电压Vout为H电平；反之，当V+＜V-时，输出电压Vout 为L电平。

上述的开关电容滤波器可被本领域的普通技术人员设计用于任何 各种不同的其它电路装置。即使在那些可能的电路装置中，开关电容 滤波器也由一个控制时钟信号控制，且其等效电阻也由电容与控制信 号频率的乘积的倒数表示，以使压控振荡器的输出电压的频率不受电 容器C和电阻器R的制造工艺的影响。

虽然对本发明的某种优选实施例作了详细的显示和说明，应该看 到，在不超出附属的权利要求的范围内，可对其做各种变动和改进。