GPS系统(取自其真实的名字NAVSTAR-GPS(取自“NAVigation Satellite Time And Ranging Global Positioning System”的首字母缩写))来自于美 国国防部。该系统使用航海卫星星座发送GPS信号，根据该信号，陆地接收机 能够精确地确定其位置，速度和本地时间。该星座由分布在相对于赤道以55 °倾斜的6个轨道平面中的位于高度20,183公里的24颗卫星组成。选择这 种卫星分布是确保在世界上无论何地一天24小时的持续覆盖。每个卫星携带 至少一个原子频率标准，以便能够提供高精确的时间保持信息。此外，每个卫 星从陆地控制站接收能够对其时间保持信息校正和对轨道信息校正的信号。
每个卫星通过二相移相键控，即BPSK在两个特征不同载波信号上同时发 送，就是说信号L1具有频率1,575.42MHz，信号L2具有频率1,227.6MHz。 信号L1和L2由以每秒50比特的频率发送的启动信息和一个具有更高频率的 卫星识别码组成。使用了两种类型的码子：码子A/C(来自解释Clear Access)， 和码子P(来自单词Protected)。
码C/A由以1.023MHz频率(其导出的重复周期为1ms/s)产生的1,023 比特构成。使用这种码的合理之处在于以下原因：(i)它是伪随机的，因为在 短时期内它具有白噪声的所有特征：(ii)如果它与其自身相乘它将自身抵消； 和(iii)在同一载波信号上它能够访问多个用户。
所述C/A码仅在L1载波信号上找到并且它是民间使用的码。由卫星发射 的信息被首先用C/A码BPSK调制，产生遍布于初始基带带宽50Hz至1.023Hz 的频谱。然后执行在L1上载波的调制，这样获得的信号被发送到接收机。
由接收机接收的信号其主要特征在于它的能量高于噪声能量。信噪比为大 约-20dB。对扩展的频谱执行与发射相反的操作，也就是说它的压缩，这使得 消息被带到一个可接受的能量电平。对此，需要用相应卫星的伪随机码乘以该 接收信号，由此消除引入的调制。合成信号的质量取决于由接收机产生的码与 由卫星发射的码之间的相似程度。遗憾的是，所述质量受到涉及系统的概念的 不精确性的损害。这些不精确性的出现主要是由于多普勒效应造成的频移和构 成接收机的部件的不精确性以及相应相移的不精确性引起的。

本发明的一个目的是实现一种分别使卫星和接收机的两个C/A码同步的 GPS信号接收机。
本发明的另一个目的是实现一种GPS信号接收机，其中实现GPS信号频谱 的压缩比现有技术中的简单。
本发明的再一个目的涉及一种简单，有效，费用低且易实现的GPS信号接 收机。
本发明的目的是这样一种打算使用在由卫星发射的信号的接收机中的锁 相环，所述信号包括用伪随机码调制的信息，所述接收机适用于在相位捕获期 间对所述GPS卫星进行搜索以识别所述的伪随机码，该锁相环包括：
一个伪随机码发生器，用于产生所述卫星的所述伪随机码的拷贝；
一个本机振荡器；
一个调制器，用于用所述本机振荡器的输出信号调制来自所述伪随机码发 生器的所述卫星的所述伪随机码的拷贝；
多个信号信道，每个信道包括一个与所述调制器的输出连接的相关器，一 个与所述相关器的输出连接的带通滤波器，和一个连接到所述带通滤波器的输 出的信号检测电路；和
一个数据处理单元，适用于根据所述信号检测电路的输出信号的功能控制 所述本机振荡器的输出信号的中心频率；
所述延迟锁相环的特征在于所述数据处理单元在所述相位捕获期间适用 于以多个步骤控制所述带通滤波器的中心频率和带宽，以便所述带通滤波器在 每一步骤将前一步骤的通带之一划分成不重叠的通带。
由于上述特征，GPS信号接收机能够以这样一种方式实现，即延迟锁相环 的三个信道的带通滤波器(这些信道在跟踪GPS信号的相位中是必要的)的带 通滤波器也在相位捕获中使用，以识别GPS卫星的伪随机码。
在下面将进行的仅作为例子提供的描述中并参考附图，本发明的其他特征 和优点将会更清楚。

图1是根据本发明包括一延迟锁相环的GPS信号接收机的示意图；
图2是构成图1的GPS信号接收机的部件的一个数字延迟锁相环的示意 图；
图3是表示在图1接收机的相位捕获的连续步骤中图2的延迟锁相环的三 个信道的滤波器的通带的示意图；
图4是一个表示由图1的接收机的数据处理单元实现的计算的表，以便达 到本机振荡器的输出信号频率的值，接收机的带通滤波器的中心频率值和带宽 值。
实施例说明
参考图1，以示意图的形式表示了一个按照本发明的GPS接收机1。该接 收机1包括一个能检测GPS信号的天线2，一个与天线2连接的预放大器3和 一个频率衰减电路4，该频率衰减电路4以公知的方式将GPS信号的无线频率 降低到一中频频率。一个反馈环5被连接到频率衰减电路4的输出，最初用于 通过对卫星的伪随机码的识别对其寻找和跟踪。这两个操作过程被分别称作相 位捕获和相位跟踪。在捕获之后和在伪随机码的跟踪期间，一个解调和跟踪电 路6联带地执行对上述被降为中频频率的载波信号的解调和对该载波信号的 跟踪。由电路6实施的解调能够恢复由GPS卫星发射的信息，通过数据译码/ 解码电路7对其进行翻译。
利用一个延迟锁相环来构成反馈环5。该延迟锁相环实现由接收机产生的 伪随机码与从所述GPS卫星接收的信号之间的相关。当这两个伪随机码相同 时，由此产生一个不再呈现是白噪声的信号。这样一个信号的检测和跟踪构成 了该延迟锁相环的功能。该延迟锁相环5包括一个相关电路8，一个滤波器电 路9。一个信号检测电路10，一个数字数据处理单元11，一个伪随机码发生 电路12，一个本机振荡电路13和一个调制器14。
现在将通过参考图2对反馈环5的工作进行描述，图2示出了一个实施例 的示意图。在该反馈环5的输入端接收的信号由由GPS卫星之一的C/A码调制 和由GPS航海消息信息调制的载波信号频率fIF1组成。一个信号限制器30和一 个高速开关S1执行被接收信号的模拟到数字的一比特转换。由于在该限制器 30输入端的被接收信号的带宽LB大约为2.046MHz，所以如果信号频谱折叠能 被避免，该中频fIF1必须大于该值的一半加上述频移Δf的值的总和。在图2 所示的反馈环5中，使用了一个fIF1的正常值等于1.050MHz。根据山浓理论， 取样频率fs1必须至少为2×(LB/2+Δf)MHz。正如下面将会看到的，与 1.023MHz相对应的二进制在数据处理单元11中可以看到(该值与接收器1中 的本地码的产生频率相对应)。使用这个值计算取样频率fs1的值是方便的。 例如，可以使用值fs1＝4fprn+fprn/23＝4220MHz。
取样之后，接收的信号由一带通滤波器31滤波以保持仅以0MHz为中心的 频谱的首次重复。该带通滤波器最好是一个具有2阶或高阶的数字滤波器。
电路13包括一个信号限制器31，一个高速开关S2，一个低通滤波器33 和一个本机振荡器34。该本地振滤器34产生一个其频率fL0由一来自数据处理 单元11的控制信号控制的信号。信号限制器32控制由本机振荡器34产生的 信号的幅度。通过由数据处理单元11控制的高速开关以频率fs1对该信号取 样。这样，信号限制器32和高速转换器S2(以及信号限制器30和高速开关 S1)就构成了一个模拟/数字转换器。接着，该信号由带通滤波器33滤波， 以便保持仅以0MHz为中心的频谱的首次重复。该带通滤波器33最好是一个具 有2阶或高阶的数字滤波器。
电路12包括一个伪随机码发生器35，一个高速开关S3和一个带通滤波 器36。该伪随机码发生器35产生一个与由GPS卫星之一发射的C/A码相同的 1023比特的码。产生的确切码，和由接收机1搜寻和跟踪的产生结果的卫星 由一来自数据处理单元11的控制信号确定。由该接收机产生的伪随机码将在 随后的“本地码”中被呼叫。构成该本地码的比特被以1.023MHz的频率产生 (由数据处理单元11提供的时钟脉冲控制)，该频率相应于由被寻找的GPS 卫星发射的C/A码的标称频率。用由数据处理单元11控制的高速开关S3以频 率fs1对该本地码取样。接着，该被取样信号由带通滤波器36滤波。带通滤波 器36最好也是一个具有2阶或高阶的数字滤波器。
在图2的延迟锁相环1中，图2中表示的调制器14用一个异或门来实现。 带通滤波器33和36的输出信号被分别提供到异或门14的两个输入端。作为 结果异或门14的输出信号是一个具有移位到中心频率fL0的本地码的频谱的信 号。
在另一实施例中(未示出)，本机振荡器34和伪随机码发生器35的输出 信号可被直接提供到异或门14的两个输入端。在这种情况下，可以利用一个 与开关S2和S3同一类型的高速开关以频率fs1对异或门14的输出信号取样。 接着，可利用一个与带通滤波器33和36相同类型的带通滤波器对该信号进行 滤波。有利的是，这种没置比图2所示的延迟锁相环5需要的元件少。
相关电路8包括三个异或门37，38和39和两个延迟电路43和44。三个 异或门的输出端被分别连接到三个非门40，41和42的输入端。带通滤波器 31的输出端连接到异或门37，38和39的输入端之一。异或门14的输出端被 连接到异或门37，38和39的其他输入端。然而，该延迟电路43和44在异或 门37和38之间和在异或门38和39之间引入一Δ/2的延迟。在这种情况下， Δ对应着码的1比特的持续时间(码的1个比特被称作一个“片”)。延迟 电路43和44在接收机1的相位跟踪中是必要的，其操作将在有关的进一步讨 论中描述。非门40，41和42分别将异或门37，38和39的输出信号的逻辑状 态反向。这样，当在异或门37，38和39的输入端的两比特具有相同逻辑状态 时，也就是说它们之间具有相关性时，非门40，41和42的输出信号具有一逻 辑高状态，而当在异或门37，38和39的输入端的两比特具有不相同逻辑状态 时，也就是说它们不相关时，非门40，41和42的输出信号具有一逻辑低状态。
以相同频率对异或门14和限制器30的输出进行有效地取样这一事实使得 能够在延迟锁相环5中使用异或门37，38和39而不是多路复用器将信号组合 在一起。类似地，伪随机码发生器的输出信号具有相同频率这一事实使得能够 使用异或门14而不是多路复用器将信号组合在一起。这样，GPS接收机的实 现就显得清楚简单。
上述相关性使得频谱从大约2MHz的附加带宽成为大约100Hz的信息信号 的带宽。这种操作并不提供直接可利用的信号。为了消除在被压缩频谱外部发 现的不需要成分，进行滤波是必要的。滤波电路9包括全通滤波器45，46和 47，它们被分别连接到非门40，41和42的输出端，和带通滤波器48，49和 50，带通滤波器48，49和50被分别连接到全通滤波器45，46和47的输出端。
全通滤波器45，46和47分别由积分器45.1，高速开关S4和微分器45.2 的组合，积分器46.1，高速开关S5和微分器46.2的组合，和积分器47.1， 高速开关S6和微分器47.2的组合构成。
滤波器45，46和47的传输函数具有全通型，但是分别在积分器45.1和 微分器45.2之间，在积分器46.1和微分器46.2之间和在积分器47.1和微分 器47.2之间的高速开关S4，S5和S6的中断使得该信号的欠取样出现在滤波 器45，46和47的输入端。
接着，滤波器48，49和50对分别来自组合滤波器45，46和47输出端的 低取样频率信号实现所需的带通传输函数。带通滤波器48，49和50最好是一 个具有4阶或更高阶的数字滤波器。欠取样具有下列优点：(i)减小了带通滤 波器48，49和50的所需敏感性，和(ii)减小了延迟锁相环5的能量消耗。
在带通滤波器48，49和50的输出端获得的信号由由GPS消息的信息(以 50Hz频率发送的)相位调制(BPSK)的载波信号，和本地码与由所述GPS卫星 发射的C/A码的相关函数幅度调制的载波信号构成。这些信号被施加到信号检 测电路10的输入端。后者包括三个乘法器51，52和53，它们分别连接到三 个积分和复位为零电路54，55和56。乘法器51，52和53每个都适于生成一 为其输入信号的平方的输出信号。
乘法器51，52和53的求平方表明在由带通滤波器48，49和50滤波和由 电路54，55和56积分之后获得的信号的功率能够实现其能量的测量值。这样 获得的与带通滤波器48，49和50的输出信号的幅度成比例的值指示本地码与 由GPS卫星发射的C/A码相关的质量。
来自积分和复位为零电路54，55和56的输出端的数字值全部被存储在数 据处理电路11中，以便由其进行处理。接着，在积分和复位为零电路54，55 和56的值被复位为零。
将会注意到，接收器1包括三个准相同的信号信道C1，C2和C3，就是说 (i)由异或门37，非门40，全通滤波器45，带通滤波器48，乘法器51和积分 和复位为零电路54定义的第一信道C2，(ii)由异或门38，非门41，全通滤 波器46，带通滤波器49，乘法器52和积分和复位为零电路55定义的第二信 道C2和(iii)由端口异或门39，非门42，全通滤波器47，带通滤波器50，乘 法器53和积分和复位为零电路56定义的第三信道C3。在这三个信道中出现 的信号是相同的，但彼此相位相差Δ/2。
下面将对相位捕获期间和相位跟踪期间接收机1的工作进行描述。
相位捕获基本上由通过识别其C/A码执行对接收机1的一可视GPS卫星的 搜索构成。这种捕获由使由接收机1产生的本地码与由该GPS卫星接收的信号 相关构成。为了能够产生相关，对破坏这两个伪随机码的相似性的差错进行校 正是很必要的。可以使用两种不同的方法来实现这种捕获，就是说既可以是一 种顺序的捕获，也可以是通过频移的捕获。接收机1使用了这两种方法的第一 种。
在接收机1的顺序捕获期间，在由接收机1以一固定频率(即频率fL0) 利用从考虑的卫星接收的信号产生的本地码的所有可能相位之间搜找相关 性。为了这样做，数字数据处理单元11对伪随机码发生器12进行控制，以便 后者依次地产生几组构成由该卫星发射的C/A码的1023比特。在每组的发射 期间，数字数据处理单元11将提供给该伪随机码发生器的时钟脉冲之一删去 (作为构成该C/A码的1023比特的完整周期的一组)。于是由接收机1产生 的本地码的每个完整周期相应于前一周期具有一相位差。这样，在由该卫星发 射的C/A码与由接收机1产生的本地码之间就建立了一个相位“滑动”。
在相位捕获的开始，对本机振荡器34进行控制，以便其提供一具有 1.023MHz的频率fL0的输出信号，因此，异或门14的输出信号以1.023MHz的 普通频率为中心上仍大约2MHz的带宽。由相关电路8执行的相关将通常的中 心频率减少到一个(1.050-1.023)MHz＝27KHz的值。
为了在该码“滑动”期间检测由该卫星发射的C/A码与由接收机1产生的 本地码之间的同步，需要能够对一相关信号与一具有本地码的非相关信号之间 的差进行观测。如果精确地已知中频率fIF1和由本机振荡器34产生的信号的频 率是多少，则可以使用一个中心值为27KHz的100Hz的带通滤波器连接到相关 电路8的输出端之一对同步进行检测。然而，所寻找的信息可能会在其限制将 依赖于由于多普勒效应和相应于其理想值的振荡器的频率差错引起的频率变 化的一个频率范围内找开。对于其最初的影响，相应于一静止用户的GPS卫星 的位置导出一基准值大约±4KHz。该本机振荡器的不精确性粗略地取决于其类 型和其使用的技术。通常，估计该最大差错具有与由多普勒效应产生的差错相 同大小的数量级。
为了补偿这种影响，延迟锁相环5的三个信道C1，C2和C3的三个带通滤 波器48，49和50(如将在下面看到的，这些滤波器在相位跟踪中是必需的) 被以连续的步骤使用，在每一步骤其精确度都高三倍。图3示出了在接收机1 的相位捕获的连续步骤中该三个信道C1，C2和C3的带通滤波器的通带。在相 位捕获的开始(步骤1)，数据处理单元11对带通滤波器48，49和50的系 数进行控制，以便每个滤波器都具有5.994KHz的通带，且这些通带分别以 21KHz，27KHz和33KHz的频率为中心。选择5.994KHz的值是因为其等于fprn/28 +fprn/29，因此可利用数据处理单元11方便地计算。在接收机1的相位捕获的 每一步骤中由数据处理单元11执行的本机振荡器34的输出信号的频率值的计 算，和带通滤波器48，49和50的中心频率及带宽值的计算在图4中示出。
在这一步骤中，各带通滤波器形成一个具有带宽大约18KHz和中心频率为 27KHz的组合带通滤波器。这一带宽的选择是要其至少与影响该接收机和该接 收信号的频移一样大。
当接收机1的本地码与由卫星发射的信号的C/A码相关时，发现该被解调 信号的能量等级被带入其原来的频宽，该频宽具有能实现这种解调的信噪比。 形成由GPS卫星发送的信号的一部分的其他元素紧密地保持在整个频谱中，这 样在与该应用有关的频带中就具有较弱的功率。由于由这三个带通滤波器执行 的滤波，所以有可能检测在该组合滤波器的频带的哪部分将在解调信号中被找 到。
为了更精确地确定解调信号的频率，带通滤波器48，49和50的带宽(其 中该解调信号的存在已被检测到)在这三个带通滤波器48，49和50之间被划 分(步骤2)。对于这一带宽，可使用一合适的值fprn/29＝1.998KHz。在步骤 2中，本机振荡器34的输出信号的频率fL0，2被控制，以便其等于(i)在步骤 1其中该解调信号被检测处于中心频率为21KHz的带通滤波器的带宽中的情况 下该本机振荡器的频率fL0，1，(ii)在步骤1其中该解调信号被检测处于中心 频率为27KHz的带通滤波器的带宽中的情况下大于各带通滤波器的带宽BW1 的本机振荡器的频率fL0，1，或(iii)步骤1中本机振荡器的频率fL0，1加上 在该步骤中该解调信号被检测处于中心频率为33KHz的带通滤波器的带宽中 的情况下两倍的各带通滤波器的带宽BW1。这样，步骤1中的解调信号的中心 频率在步骤2中被带入中心频率为最低频率(步骤1中的21.00KHz)的带通 滤波器的带宽。
为了更精确地确定被解调信号的频率，其中在步骤2已检测到存在解调信 号的带通滤波器48，49和50的带宽在步骤3中被再次在三个带通滤波器48， 49和50中间划分。对于这一带宽，可使用一合适的值fprn/211+fprn/212＝ 749.268Hz。在步骤3中，本机振荡器34的输出信号的频率fL0，3被调整，以便 其等于(i)在步骤2其中该解调信号被检测处于中心频率为19.02KHz的带通滤 波器的带宽中的情况下该本机振荡器的频率fL0，2，(ii)步骤2中本机振荡器的 频率fL0，2加上在该步骤中该解调信号被检测处于中心频率为21KHz的带通滤波 器的带宽中的情况下的各带通滤波器的带宽BW2，或(iii)步骤2中本机振荡 器的频率fL0，2加上在该步骤中该解调信号被检测处于中心频率为22.998KHz 的带通滤波器的带宽中的情况下两倍的各带通滤波器的带宽BW2。这样，步骤 2中的解调信号的中心频率在步骤3中被带入中心频率为最低频率(步骤3中 的19.007KHz)的带通滤波器的带宽。
最后，其中在步骤3已检测到存在解调信号的带通滤波器48，49和50的 带宽在步骤4中被再次在三个带通滤波器48，49和50中间划分。对于这一带 宽，可使用一合适的值frpn/213＝249.756Hz。在步骤4中，本机振荡器34的 输出信号的频率fL0，4被控制，以便其等于(i)在步骤3其中该解调信号被检测 处于中心频率为18.259KHz的带通滤波器的带宽中的情况下该本机振荡器的 频率fL0，3，(ii)步骤3中本机振荡器的频率fL0，3加上在该步骤中该解调信号被 检测处于中心频率为19.008KHz的带通滤波器的带宽中的情况下的各带通滤 波器的带宽BW3，或(iii)步骤3中本机振荡器的频率fL0，3加上在该步骤中该 解调信号被检测处于中心频率为19.757KHz的带通滤波器的带宽中的情况下 两倍的各带通滤波器的带宽BW3。这样，步骤3中解调信号的中心频率在步骤 4中被带入中心频率为最低频率(步骤4中的18.259KHz)的带通滤波器的带 宽。
如在图4中所能看到的，在随后步骤中把在每一步骤中被检测信号的中心 频率带入中心频率为“相同”频率(三个带通滤波器48，49和50的或者最低 频率，或者最高频率，或者中间频率)的带通滤波器的带宽能够使通过数据处 理器11发送给这些滤波器的系数的计算得到简化，并且减少了必须由该数据 处理器11存储实现这种计算的数据的数量。
于是能够看到，在接收机的相位捕获期间，该数据处理单元在几个步骤中 对各带通滤波器的中心频率和带宽进行控制，以便所述带通滤波器在每一步骤 将在前步骤的通带之一划分成各无重叠的通带。
刚才描述的特定捕获方法，即使用延迟锁相环5的三个带通滤波器以四个 连续步骤(其中每一步骤都有三倍的更高精度)的方法使得由卫星发射的GPS 信号的检测具有大约±125Hz。比如差错容限使得解调和跟踪电路6能够共同 地执行载波信号解调，产生相关信号的中心频率，和所述载波信号的跟踪。
应该注意，连续步骤的数量，带通滤波器的带宽和每一步骤的带通滤波器 的中心频率取决于接收机服从于的频率和达到必须知道该相关信号的中心频 率的精度。以上描述的实施例仅作为一个例子给出。
现在将继续在相位捕获中已获得的那些。接收机1的本地码和GPS卫星的 C/A码通过具有一在±Δ/2之间的相位差被同步。本机振荡器34的输出信号 的频率按四个连续步骤已被修改，以便使相关信号的中心频率落入带通滤波器 48，49和50之一的带宽中。
由于延迟电路43和44，加入半比特延迟的C/A码的超前和延迟版本被分 别提供到信道C3的异或门39的一个输入端和信道C1的异或门37的一个输入 端。本地码的这些版本被置于与由卫星发射的C/A码相关。相关之后的信号的 幅度是两种码之间相位差的函数。使用利用本地码获得的载波信号的幅度的平 方的差(分别为±Δ/2相移)，驱动伪随机码发生器35的事实线性地取决于 该相移。
当信道C1(超前的)的带通滤波器48的输出信号的平方与信道C3(延迟 的)的带通滤波器50的输出信号的平方之间的差为零时，所考虑卫星的C/A 码和接收机1的本地码与信道C2(“实时的”)的零相位差同步。从那以后， 只要来自卫星视域的寄生或消逝不使该延迟锁相环解锁，该卫星的C/A码的跟 踪就能被保证。在带通滤波器49的输出端获得的信号被用于相位跟踪，以实 现GPS航海消息的提取。
根据本发明和刚刚描述的各实施例由接收机可做出多种改进，而不脱离本
发明的范围。
因此，例如虽然在上述按照本发明的实施例中的相位跟踪一直通过使用顺 序跟踪方法执行，但也可使用按频移跟踪的方法。在这种情况下，接收机的本 地码以一被有意固定的频率产生，以便从对接收信号(包括所有的干扰)可能 的那些频率移开。于是，所产生的码的一比特的持续时间将不同于所接收的持 续时间，这将导致彼此之间码的滑动现象发生。于是，有可能对涉及这两个码 的所有相位进行测试，而无需数据处理器11在本地码的每次发射期间删除一 个时钟脉冲。
在接收机1的相位捕获期间也有可能禁止延迟电路的影响。
在相位跟踪期间，三个信道C1，C2和C3是并行的和外部定相和所需的， 以通过超前和延迟信号(上面所述)的相减获得跟踪功能。在相位捕获期间， 不需要分站，且三个信道每个提供其自己的结果。这样，由于延迟电路43和 44，所以不需要有相位差的移动。尽管如此其被保持着，数据处理单元11在 相位捕获期间通过考虑这种有相位差的移动必须使本地码与从GPS卫星接收 的C/A码同步。在相位捕获期间如果人们采用短路跨越延迟电路43和44的每 一个，这种复杂性可以通过在三个信道C1，C2和C3上以同相执行捕获来避免。
然而，在接收机1的相位捕获期间从存在的延迟电路43和44中也是可能 获得益处的。正如上面所述，在接收机1的相位捕获期间，几组1023比特有 伪随机码发生器12依次产生。为了寻求本地码和由GPS卫星发射的C/A码之 间的相关性，所产生的本地码的每个完整循环相应于在前循环是有相位差的， 带通滤波器48，49和50保持在中心频率处，并具有在每一步骤定义的通带(见 图4)。如果在一个完整循环本地码的产生期间在三个信道C1，C2和C3中相 关性一直没有被检测到，则在一相应于在前码是有相位差移动的完整码循环的 产生期间寻求三个信道C1，C2和C3之一中的相关性，直到码的所有相位被产 生为止。
现在，延迟电路43和44在三个信道C1，C2和C3中间引入了相移。利用 这种相移来改进由GPS卫星发射的C/A码与由接收机1产生的本地码之间的相 位的滑动速度。例如，在相位捕获的每一步骤期间，带通滤波器48，49和50 最初可以在图3所示通带中的三个中心频率之一为中心频率。在这种情况下， 本地码与由卫星发射的C/A码之间的相关性在三个信道C1，C2和C3中进行考 虑，这些信道覆盖相同的通带，但具有不同的码的相位差。随后，带通滤波器 48，49和50接着可以都以在图3所示一步骤的各通带的三个中心频率中的另 一个为中心频率，并且再次考虑两个码之间的相关性。
最后即第三，带通滤波器48，49和50可以都以该步骤的通带的第三个中 心频率为中心，并且再次考虑两个码之间的相关性。
如果没有检测到相关性，再次启动如上所述程序，其具有由伪随机码发生 器35产生的本地码的完整循环，相应于在前的码的循环，该码的循环具有相 移。然而，要感谢这种由于延迟电路43和44导致的相移，因为三个最大相位 的滑动可以由伪随机码发生器35执行。这可以实现在接收机1的相位捕获的 每一步骤期间由GPS卫星发射的C/A码和本地码之间的更快速相关。